УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Применение полевых транзисторов во входных каскадах усилителей низкой частоты, предназначенных для работы от высокоомных источников сигнала, позволяет улучшить коэффициент передачи и существенно понизить коэффициент шума таких усилителей. Высокое входное сопротивление ПТ позволяет избежать необходимости использования переходных конденсаторов большой ёмкости. Применение ПТ в первом каскаде УНЧ радиоприемника увеличивает входное сопротивление до 1-5 МОм. Такой УНЧ не будет нагружать оконечный каскад усилителя промежуточной частоты. Используя это свойство полевых транзисторов (высокое Rвх), можно значительно упростить целый ряд схем; при этом уменьшаются габариты, масса и потребление энергии от источника питания.

В данной главе рассматриваются принципы построения и схемы УНЧ на полевых транзисторах с р-n-переходом.

Полевой транзистор может быть включен по схеме с общим истоком, общим стоком и общим затвором. Каждая из схем включения обладает определенными характеристиками, от которых зависит их применение.

УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ ИСТОКОМ

Это наиболее часто используемая схема включения ПТ, которая характеризуется высоким входным сопротивлением, высоким выходным сопротивлением, коэффициентом усиления по напряжению, большим единицы, а также инвертированием сигнала.

На рис. 10, а изображена схема усилителя с общим истоком, в котором имеются два источника питания. Генератор напряжения сигнала Uвх подключен ко входу усилителя, а выходной сигнал снимается между стоком и общим электродом.

Фиксированное смещение невыгодно, так как требует дополнительного источника питания, и вообще нежелательно по той причине, что характеристики полевого транзистора значительно изменяются в зависимости от температуры и имеют большой разброс от экземпляра к экземпляру. По этим причинам в большинстве практических схем с полевыми транзисторами применяется автоматическое смещение, создаваемое током самого полевого транзистора на резисторе Rи (рис. 10, б) и аналогичное автоматическому смещению в ламповых схемах.

Схемы включения полевого транзистора с общим истоком

Рис. 10. Схемы включения ПТ с общим истоком.

а - с фиксированным смещением; б - с автоматическим смещением; в - с нулевым смещением; г - эквивалентная схема.

Рассмотрим схему с нулевым смещением (рис. 10, в). На достаточно низких частотах, когда сопротивлением конденсаторов Сз.с (рис. 10, г) и Сз.и можно пренебречь по сравнению с Rз, коэффициент усиления по напряжению можно записать [7]:

image      (1)

где Ri - динамическое сопротивление ПТ; оно определяется следующим образом:

formula

здесь же заметим, что SRi = μ, где μ - собственный коэффициент усиления транзистора по напряжению.

Выражение (1) можно записать иначе:

formula      (2)

При этом выходное сопротивление усилителя (рис. 10, в)

formula      (3)

При автоматическом смещении (рис. 10, б) режим каскада определяется системой уравнений [9]:

formula     

Решение этой системы даёт значение тока стока Iс в рабочей точке ПТ:

formula      (4)

При заданном значении Ic из выражения (4) найдём значение сопротивления в цепи истока:

formula      (5)

Если задано значение напряжения Uз.и, то

formula      (6)

Значение крутизны для каскада с автоматическим смещением можно найти по выражению

formula      (7)

УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ СТОКОМ

Каскад с общим стоком (рис. 11, а) часто называют истоковым повторителем. В этой схеме входное сопротивление выше, чем в схеме с общим истоком. Выходное сопротивление здесь низкое; инвертирование сигнала от входа к выходу отсутствует. Коэффициент усиления по напряжению всегда меньше единицы, нелинейные искажения сигнала незначительные. Коэффициент усиления по мощности может быть большим из-за значительного отношения входного и выходного сопротивлений.

Истоковый повторитель используется для получения малой входной ёмкости, для преобразования полного сопротивления в сторону его уменьшения или для работы с большим входным сигналом.

Усилители на полевых транзисторах с общим истоком

Рис. 11. Схемы усилителей с общим стоком.

а - простейший истоковый повторитель; б - эквивалентная схема; в - истоковый повторитель с увеличенным сопротивлением смещения.

На частотах, где 1/ωСз.и значительно больше, чем Ri и Rн (рис. 11, б), входное и выходное напряжения связаны между собой соотношением [7]

formula     

откуда коэффициент усиления по напряжению Ки

formula      (8)

Где formula     

Входное сопротивление каскада, изображённого на рис. 11, а, определяется сопротивлением Rз. Если Rз соединить с истоком, как показано на рис. 11, в, входное сопротивление усилителя резко возрастает:

formula      (9)

Так, например, если Rз = 2 МОм, а коэффициент усиления по напряжению Ки=0,8, то входное сопротивление истокового повторителя равно 10 МОм.

Входная ёмкость истокового повторителя для чисто омической нагрузки уменьшается вследствие присущей этой схеме обратной связи:

formula      (10)

Выходное сопротивление Rвых истокового повторителя определяется по формуле

formula      (11)

При Ri>>Rн, что часто имеет место на практике, согласно (11) имеем:

formula      (12)

При больших сопротивлениях нагрузки

Rвых ≈ 1/S       (13)

Выходная ёмкость истокового повторителя

formula      (4)

Надо сказать, что коэффициент усиления истокового повторителя слабо зависит от амплитуды входного сигнала, в связи с чем эта схема может быть использована для работы с большим входным сигналом.

УСИЛИТЕЛЬ С ОБЩИМ ЗАТВОРОМ

Эта схема включения используется для преобразования низкого входного сопротивления в высокое выходное. Входное сопротивление имеет здесь примерно то же значение, что и выходное в схеме с общим стоком. Каскад с общим затвором используется также в высокочастотных схемах, так как при этом в большинстве случаев отпадает необходимость в нейтрализации внутренней обратной связи.

Коэффициент усиления по напряжению для схемы с общим затвором [1]

formula      (15)

где Rr - внутреннее сопротивление генератора входного сигнала.

Входное сопротивление каскада

formula      (16)

а выходное

formula      (17)

ВЫБОР РАБОЧЕЙ ТОЧКИ ПТ

Выбор рабочей точки транзистора определяется [1] максимальным выходным напряжением, максимальной рассеиваемой мощностью, максимальным изменением тока стока, максимальным коэффициентом усиления по напряжению, наличием напряжений смещения, минимальным коэффициентом шума.

Для достижения максимального выходного напряжения следует прежде всего выбрать наибольшее напряжение питания, значение которого ограничивается допустимым напряжением стока транзистора. Чтобы найти нагрузочное сопротивление, при котором получается максимальное неискаженное выходное напряжение, определим последнее как полуразность между напряжением источника питания Еп и напряжением насыщения (равным напряжению отсечки). Разделив это напряжение на выбранное значение тока стока в рабочей точке Iс, получим оптимальное значение нагрузочного сопротивления:

formula      (18)

Минимальное значение рассеиваемой мощности достигается при минимальных напряжении и токе стока. Этот параметр важен для портативной аппаратуры, работающей от батарейных источников питания. В тех случаях, когда требование минимальной рассеиваемой мощности имеет первостепенное значение, необходимо использовать транзисторы с низким напряжением отсечки Uотс. Ток стока можно уменьшить при помощи изменения напряжения смещения на затворе, но при этом необходимо иметь в виду снижение крутизны, сопровождающее уменьшение тока стока.

Минимальный температурный дрейф тока стока для некоторых транзисторов может быть достигнут путем совмещения рабочей точки с точкой на проходной характеристике транзистора, имеющей нулевой температурный коэффициент. При этом ради точной компенсации приносится в жертву взаимозаменяемость транзисторов.

Максимальный коэффициент усиления при малых значениях нагрузочного сопротивления достигается при работе транзистора в точке с максимальной крутизной. У полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом этот максимум имеет место при напряжении затвор - исток, равном нулю.

Минимум коэффициента шума достигается установлением режима малых напряжений на затворе и стоке.

ВЫБОР ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА ПО НАПРЯЖЕНИЮ ОТСЕЧКИ

В ряде случаев выбор ПТ по напряжению отсечки оказывает решающее влияние на работу схемы [3]. Транзисторы с низким напряжением отсечки имеют ряд преимуществ в схемах, где используются маломощные источники питания и где требуется большая температурная стабильность.

Рассмотрим, что происходит, когда два полевых транзистора, имеющих различные напряжения отсечки, используются в схеме с общим источником при одинаковом напряжении питания и нулевом смещении на затворе.

Передаточная характеристика полевого транзистора

Рис. 12. Характеристика передачи ПТ.

Обозначим Uотс1 - напряжение отсечки транзистора ПТ1 и Uотс2 - напряжение отсечки транзистора ПТ2, при этом Uотс1<Uотс1. Если сопротивление нагрузки в обоих случаях выбирается таким образом, что

Uc1=Uc2=Uc≥Uотс2

где Uc1 и Uc2 - напряжения на стоках первого и второго ПТ соответственно,

formula      (19)

Введем термин «показатель качества» [2]:

formula      (20)

Значение М можно уяснить из рис. 12, на котором представлена типичная характеристика передачи полевого транзистора с каналом p-типа.

Наклон кривой при Uз.и=0 равен Sмакс. Если касательную в точке Uз.и=0 продолжить до пересечения с осью абсцисс, то она отсечёт на этой оси отрезок Uотс/M. Это легко показать, исходя из (20):

formula      (21)

Следовательно, М есть мера нелинейности проходной характеристики полевого транзистора. В [2] показано, что при изготовлении полевых транзисторов диффузионным методом М = 2.

Найдём значение тока Ic0 по выражению (21):

formula     

Подставив его значение в (19), получим:

formula      (22)

Если в формуле (1) положить Ri>>Rн, то коэффициент усиления по напряжению для схемы с общим истоком

formula      (23)

Подставив значение коэффициента усиления (23) в выражение (22), получим:

formula      (24)

Из соотношения (24) можно сделать следующий вывод: при заданном напряжении питания коэффициент усиления каскада обратно пропорционален напряжению отсечки полевого транзистора. Так, для полевых транзисторов, изготовленных методом диффузии, М = 2 и при Uотс1 = 1,5 В (КП103Е), Uотс2=7 В (КП103М), напряжении питания 12,6 В и Uc = 7 В коэффициенты усиления каскадов равны соответственно 7,5 и 1,6. Коэффициент усиления каскада с ПТ1 возрастает ещё больше, если за счёт увеличения сопротивления нагрузки Rн уменьшить Uс до 1,6 В. Следует отметить, что в этом случае при неизменном напряжении питания Еп транзистор с малой крутизной может обеспечить больший коэффициент усиления по напряжению, чем транзистор с большей крутизной (за счёт большего сопротивления нагрузки).

В случае малого сопротивления нагрузки Rн желательно использовать полевые транзисторы с большим напряжением отсечки для получения большего коэффициента усиления (за счёт увеличения S).

У транзисторов с низким напряжением отсечки изменение тока стока от температуры много меньше, чем у транзисторов с большим напряжением отсечки, и поэтому требования к стабилизации рабочей точки ниже. При смещениях на затворе, задающих нулевой температурный коэффициент изменения тока стока, у транзисторов с меньшим напряжением отсечки ток стока выше, чем у транзистора с более высоким напряжением отсечки. Кроме того, поскольку напряжение смещения на затворе (при нулевом температурном коэффициенте) у второго транзистора больше, то транзистор будет работать в режиме, при котором сильнее сказывается нелинейность его характеристик [3].

При заданном напряжении питания полевые транзисторы с низким напряжением отсечки позволяют получить больший динамический диапазон. Например, из двух транзисторов, имеющих напряжение отсечки 0,8 и 5 В при напряжении питания 15 В и максимальном сопротивлении нагрузки, рассчитываемом из соотношения (18), на выходе первого можно получить удвоенную амплитуду выходного сигнала (определяемую как разницу между Еп и Uотс), равную 14,2 В, в то время как во втором - лишь 10 В. Различие в усилении будет еще более наглядным, если Еп уменьшить. Так, если напряжение питания снизить до 5 В, то удвоенная амплитуда выходного напряжения первого транзистора будет составлять 4,2 В, второй же транзистор использовать для этих целей практически невозможно [3].

НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В УСИЛИТЕЛЯХ

Величина нелинейных искажений, возникающих в усилителях на ПТ, определяется многими параметрами схемы: смещением, рабочим напряжением, сопротивлением нагрузки, уровнем входного сигнала, характеристиками полевых транзисторов.

При подаче на вход усилителя с общим истоком синусоидального напряжения U1sinωt мгновенное значение полного напряжения в цепи затвор - исток можно записать

Uз.и = Eсм + U1sinωt

где Eсм - напряжение внешнего смещения, поданного на затвор.

Учитывая квадратичную зависимость тока стока от напряжения на затворе (1), мгновенное значение ic будет равно:

formula      (24а)

Раскрыв скобки в уравнении (24а), получим развернутое выражение для тока стока:

formula      (24б)

Из выражения (24б) видно, что в выходном сигнале наряду с постоянной составляющей и первой гармоникой содержится вторая гармоника частоты входного сигнала.

Нелинейные искажения определяются отношением среднеквадратичного значения всех гармоник к среднеквадратичному значению основной гармоники в выходном сигнале. Используя это определение, из выражения (24б) найдем коэффициент гармоник, выразив (Eсм-Uотс) через Iс0 [2]:

formula      (24в)

Выражение (24в) даёт лишь приблизительный результат, поскольку реальные проходные характеристики ПТ отличаются от описываемых выражением (1).

Для достижения минимальных нелинейных искажений необходимо [4]:

- поддерживать значение Uс.и достаточно большим для того, чтобы при максимальном перепаде выходного сигнала соблюдалось условие

Uс.и≥(1.5...3)Uотс

- не работать при напряжениях затвор - сток, близких к пробою;
- сопротивление нагрузки выбирать достаточно большим.

На рис. 16, в приведена схема, в которой полевой транзистор работает с большим Rн, чем обеспечиваются малые искажения и высокое усиление. В качестве сопротивления нагрузки здесь используется второй полевой транзистор Т2. Эта схема обеспечивает коэффициент усиления по напряжению порядка 40 дБ при Епит=9 В.

Выбор типа ПТ, обеспечивающего наименьшие искажения, зависит от уровня входного сигнала, напряжения питания и требуемой полосы пропускания. При большом уровне выходного сигнала и значительной полосе пропускания желательны ПТ с большим Uотс. При малом уровне входного сигнала или низком напряжении питания предпочтительны ПТ с малым Uотс.

СТАБИЛИЗАЦИЯ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ

Коэффициент усиления УНЧ на ПТ, как и на других активных элементах, подвержен влиянию различных дестабилизирующих факторов, под действием которых он изменяет свое значение. Один из таких факторов - изменение окружающей температуры. Для борьбы с этими явлениями в основном применяются те же методы, что и в схемах на биполярных транзисторах: используют отрицательную обратную связь как по току, так и по напряжению, охватывающую один или несколько каскадов, вводят в схему температурно-зависимые элементы.

В полевом транзисторе с p-n-переходом под действием температуры изменяется по экспоненциальному закону ток обратносмещенного затвора, изменяются ток стока и крутизна.

Воздействие изменения тока затвора Iз на коэффициент усиления можно ослабить, уменьшая сопротивление резистора Rз в цепи затвора. Для уменьшения влияния изменений тока стока, как и в случае применения биполярных транзисторов, может использоваться отрицательная обратная связь по постоянному току (рис. 13,а).

Рассмотрим более подробно некоторые способы уменьшения влияния на коэффициент усиления изменений крутизны S.

В режиме усиления слабых сигналов коэффициент усиления некомпенсированного каскада на полевом транзисторе падает при повышении температуры. Например, коэффициент усиления схемы на рис. 13, а, равный 13,5 при 20° С, уменьшается до 12 при +60° С. Это уменьшение обусловлено в первую очередь температурным изменением крутизны полевого транзистора. Параметры смещения, такие как ток стока Iс, напряжение между затвором и истоком Uз.и и напряжение между истоком и стоком Uc.и изменяются незначительно благодаря существующей обратной связи по постоянному току.

Схемы усилителей со стабилизацией коэффициента усиления на полевых транзисторах

Рис. 13. Схемы усилителей со стабилизацией коэффициента усиления.

а - некомпенсированный каскад; б - компенсированный каскад усиления; в - компенсированный каскад усиления с ООС; г -переходная характеристика.

Включив несколько обычных диодов в цепь отрицательной обратной связи между затвором и истоком (рис. 13, б), можно стабилизировать коэффициент усиления усилителя без введения дополнительных каскадов. При увеличении температуры снижается прямое напряжение каждого диода, что в свою очередь приводит к уменьшению напряжения Uз.и.

Экспериментально показано [8], что результирующее изменение напряжения перемещает рабочую точку таким образом, что крутизна S относительно стабильна в определенных пределах изменения температуры (рис. 13, г). Например, коэффициент усиления усилителя по схеме рис. 13, б, равный 11, практически сохраняет своё значение в пределах изменения температуры 20-60° С (Ки изменяется всего на 1%).

Введение отрицательной обратной связи между затвором и истоком (рис. 13, в) уменьшает коэффициент усиления, но обеспечивает лучшую стабильность. Коэффициент усиления усилителя по схеме рис. 13, в, равный 9, практически не изменяется при изменении температуры от 20 до 60°.

Путём тщательного выбора рабочей точки и количества диодов можно стабилизировать коэффициент усиления с точностью 1% в диапазоне до 100° С [8].

УМЕНЬШЕНИЕ ВЛИЯНИЯ ВХОДНОЙ ЁМКОСТИ ПТ НА ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕЙ

Для истокового повторителя, изображенного на рис. 11, а, по его эквивалентной схеме (рис. 11, б) постоянную времени входной цепи можно определить с достаточной для практических расчётов точностью следующим образом:

τвх = Rгг + Сз.с + Сз.и(1 - Ки)],       (25)

где Rг и Сг - параметры источника сигнала.

Из выражения (25) видно, что постоянная времени входной цепи находится в прямой зависимости от ёмкостей Сз.с и Сз.и, причём ёмкость Сз.и за счет влияния ООС уменьшена в (1-Ки) раз.

Однако получение коэффициента усиления по напряжению, близкого к единице (с целью устранения влияния ёмкости Сз.и), в схеме обычного истокового повторителя сопряжено с трудностями, связанными с малым пробивным напряжением полевого транзистора. Так, чтобы на полевом транзисторе КП102Е с максимальным током стока Iс0=0,5 мА, максимальной крутизной 0,7 мА/В получить коэффициент усиления по напряжению 0,98, необходимо использовать сопротивление Rн=65 кОм. При Iс0 = 0,5 мА падение напряжения на сопротивление Rн составит около 32,5 В, а напряжение питания должно быть, как минимум, больше этого напряжения на величину Uотс, т. е. Eп=35 В.

Чтобы избежать необходимости использования высокого напряжения питания для получения коэффициента усиления, близкого к единице, на практике часто применяют схемы комбинированных повторителей на полевых и биполярных транзисторах.

На рис. 14, а изображена комбинированная схема как по типу применяемых в ней транзисторов, так и по схеме их соединения, носящая название истокового повторителя со следящей связью [2]. Сток полевого транзистора Т1 подсоединён к базе биполярного транзистора Т2, с коллектора которого сигнал подаётся на истоковый вывод полевого транзистора в противофазе с входным сигналом. Подбором резисторов R5 и R6 можно напряжение сигнала на истоке получить равным входному напряжению, тем самым устраняя влияние ёмкости Сз.и.

Резистор R1 установленный в цепи смещения затвора, присоединён к истоку транзистора Т1 через конденсатор С2 большой ёмкости. Эффективное сопротивление в цепи смещения определяется сопротивлением резистора R1 и коэффициентом обратной связи [3], так что

formula      (35)

где Uи - амплитуда сигнала на истоке транзистора Т1.

Схемы усилителей на полевых транзисторах с уменьшенной входной ёмкостью

Рис. 14. Схемы усилителей с уменьшенной входной ёмкостью.

а - истоковый повторитель со следящей связью; б - с уменьшенной ёмкостью Сз.с ; в - истоковый повторитель с динамической нагрузкой.

При больших значениях β биполярного транзистора Т2 коэффициент усиления схемы приблизительно можно оценить следующим выражением:

formula      (36)

Если усилитель предназначен для работы на низких частотах, то резистор R6 можно зашунтировать конденсатором С3 (на рис. 14, а показан пунктиром); при этом верхний частотный предел определяется выражением [3]

formula      (37)

Выше был рассмотрен метод уменьшения влияния ёмкости затвор - исток Сз.и на частотную характеристику усилителя путем получения у истокового повторителя коэффициента усиления, близкого к единице. Влияние ёмкости Сз.с при этом оставалось неизменным.

Дальнейшее улучшение частотных характеристик усилителей может быть достигнуто за счет ослабления статической ёмкости затвор - сток во входной цепи схемы.

Чтобы уменьшить влияние ёмкости между затвором и стоком, можно применить способ, аналогичный описанному выше для снижения влияния ёмкости Сз.и, т. е. уменьшить напряжение сигнала на ёмкости. В схеме, показанной на рис. 14, б [6], влияние ёмкости Сз.с снижено настолько, что входная ёмкость каскада почти полностью определяется расположением деталей в схеме и ёмкостью монтажа.

Первый каскад на транзисторе T1 имеет малую нагрузку в цепи стока и для сигнала, снимаемого с истока, является истоковым повторителем. Выходной сигнал подается на каскад с общим коллектором, в котором используется биполярный транзистор.

Для снижения влияния ёмкости Сз.с сигнал с выходного каскада (эмиттерного повторителя) подается через конденсатор С2 на сток транзистора T1 в фазе с входным сигналом. Для повышения эффекта компенсации необходимо принять меры для увеличения коэффициента передачи первого каскада. Это достигается подачей на резистор смещения R3 сигнала с эмиттерного повторителя. В итоге подаваемое на сток напряжение становится больше, а отрицательная обратная связь - действеннее. Кроме того, повышение коэффициента передачи первого каскада дополнительно уменьшает влияние ёмкости Сз.и.

Если не использовать перечисленные методы снижения ёмкости затвора, то входная ёмкость, как правило, довольно значительна (у транзистора КП103 составляет 20-25 пФ). В результате удается снизить входную ёмкость до 0,4-1 пФ.

Истоковый повторитель с динамической нагрузкой (По материалам Ю. И. Глушкова и В. Н. Семенова), охваченный следящей обратной связью на сток, изображен на рис. 14, в. С помощью такой схемы удается исключить влияние статического коэффициента усиления полевого транзистора μ на коэффициент передачи истокового повторителя, а также уменьшить ёмкость Сз.с. Транзистор Т2 выполняет роль генератора стабильного тока, задавая ток в цепи истока полевого транзистора Т1. Транзистор Т3 является динамической нагрузкой в цепи стока полевого транзистора но переменному току. Параметры истокового повторителя:

Коэффициент передачи0,98
Входное сопротивление Определяется сопротивлением резистора R1
Выходное сопротивление, Ом50-100
Входная ёмкость, пФ ≤ 1
Потребляемый ток, мА 3

Снизив с помощью указанных методов влияние ёмкостей Сз.и и Сз.с, необходимо позаботиться об устранении паразитных ёмкостей схемы, приведенных ко входу усилителя. Влияние паразитных ёмкостей можно существенно ослабить, заключив входной каскад усилителя в экран и подключив его к такой точке схемы, где коэффициент усиления приблизительно равен единице.

ЭКОНОМИЧНЫЕ УНЧ

Перед разработчиком иногда встает задача создания экономичных усилителей низкой частоты, работающих от низковольтного источника питания. В таких усилителях могут быть использованы полевые транзисторы с малыми напряжением отсечки Uотс и током насыщения Iс0; эти схемы имеют несомненные преимущества перед ламповыми и схемами на биполярных транзисторах.

Выбор рабочей точки в экономичных усилителях на полевых транзисторах определяется исходя из условия получения минимальной рассеиваемой мощности. Для этого напряжение смещения Uз.и выбирается почти равным напряжению отсечки, при этом ток стока стремится к нулю. Такой режим обеспечивает минимальный нагрев транзистора, что приводит к малым токам утечки затвора и высокому входному сопротивлению. Необходимый коэффициент усиления при малых токах стока достигается увеличением сопротивления нагрузки.

В экономичных усилителях низкой частоты широко применяется схема каскада, изображенного на рис. 10, б. В этой схеме напряжение смещения образуется на сопротивлении в цепи истока, что создает отрицательную обратную связь по току, стабилизирующую режим от влияния колебаний температуры и разброса параметров.

Можно предложить следующий порядок расчета экономичных каскадов УНЧ, выполненных по рис. 10, б.

1. Исходя из условия получения минимальной рассеиваемой мощности, выбираем полевой транзистор с малыми напряжением отсечки Uотс и током насыщения Iс0.
2. Выбираем рабочую точку полевого транзистора по току Ic (единицы - десятки микроампер).
3. Учитывая, что при напряжении смещения, близком к напряжению отсечки, ток стока можно приблизительно определить по выражению

Rc ≈ Uотс/Rи      (38)

сопротивление в цепи истока

Rи ≈ Uотс/Iи      (39)

4. Исходя из необходимого коэффициента усиления, находим Rн. Так как коэффициент усиления

formula      (40)

то, пренебрегая шунтирующим действием дифференциального сопротивления сток-исток Ri и подставляя вместо S её значение, полученное путем дифференцирования выражения для тока стока в (40), получаем:

formula      (41)

Из последнего выражения находим необходимое сопротивление нагрузки:

formula      (42)

На этом расчет усилителя заканчивается и в процессе регулировки лишь уточняются номиналы резисторов Rн и Rи.

На рис. 15 приведена практическая схема экономичного усилителя низкой частоты [5], работающего от ёмкостного датчика (например, от пьезокерамического гидрофона).

Благодаря малому току смещения выходного усилителя, состоящего из двух транзисторов Т2 и Т3, мощность рассеяния всего предварительного усилителя составляет 13 мкВт. Предварительный усилитель потребляет ток 10 мкА при напряжении питания 1,35 В.

Принципиальная схема экономичного усилителя.

Рис. 15. Принципиальная схема экономичного усилителя.

Входное сопротивление предварительного усилителя определяется сопротивлением резистора R1. Собственно входным сопротивлением полевого транзистора можно пренебречь, поскольку оно на порядок больше сопротивления резистора R1.

В режиме малых сигналов входной каскад предварительного усилителя эквивалентен схеме с общим истоком, в то время как цепи смещения выполнены как в схеме истокового повторителя.

Используемый в данной схеме полевой транзистор должен иметь небольшое напряжение отсечки Uотс и малый ток стока Iс0 при напряжении на затворе Uз.и=0.

Проводимость канала полевого транзистора T1 зависит от тока стока, и так как последний незначителен, то и проводимость мала. Поэтому выходное сопротивление схемы с общим истоком определяется сопротивлением резистора R2. По данным [5] выходное сопротивление усилителя 4 кОм, коэффициент усиления по напряжению равен 5 (14 дБ).

КАСКАДЫ УНЧ С ДИНАМИЧЕСКОЙ НАГРУЗКОЙ

Полевые транзисторы позволяют легко реализовать схемы усилителей низкой частоты с динамической нагрузкой. По сравнению с реостатным каскадом усиления, у которого сопротивление нагрузки постоянно, усилитель с динамической нагрузкой имеет больший коэффициент усиления по напряжению.

Принципиальная схема усилителя с динамической нагрузкой приведена на рис. 16, а.

В качестве динамического сопротивления стоковой нагрузки полевого транзистора Т1 используется активный элемент - полевой транзистор Т2, внутреннее сопротивление которого зависит от амплитуды сигнала на стоке транзистора Т1. Транзистор Т1 включён по схеме с общим истоком, а Т2 - по схеме с общим стоком. По постоянному току оба транзистора включены последовательно.

Принципиальные схемы усилителей на полевых транзисторах с динамической нагрузкой

Рис. 16. Принципиальные схемы усилителей с динамической нагрузкой.

а - на двух ПТ; б - на ПТ и биполярном транзисторе; в - с минимальным количеством деталей.

Входной сигнал Uвх подается на затвор полевого транзистора Т1, а снимается с истока транзистора Т2.

Каскад усиления (рис. 16, а) может служить в качестве типового при построении многокаскадных усилителей. При использовании полевых транзисторов типа КП103Ж каскад имеет следующие параметры:

Коэффициент усиления по напряжению130
Частотная характеристика (по уровню 0,7), Гц 10-10000
Максимальный выходной сигнал (при напряжении питания 9 В), В 1,4

Следует отметить, что при использовании полевых транзисторов с малым напряжением отсечки можно получить больший коэффициент усиления по напряжению, чем при использовании полевых транзисторов с большим напряжением отсечки. Это объясняется тем, что у ПТ с малым напряжением отсечки внутреннее (динамическое) сопротивление больше, чем у ПТ с большим напряжением отсечки.

В качестве динамического сопротивления можно использовать и обычный биполярный транзистор. При этом коэффициент усиления по напряжению получается даже несколько выше, чем при использовании в динамической нагрузке полевого транзистора (за счёт большего Ri). Но в этом случае увеличивается количество деталей, необходимых для построения каскада усиления с динамической нагрузкой. Принципиальная схема такого каскада изображена на рис. 16, б, причем параметры его близки к параметрам предыдущего усилителя, изображенного на рис. 16, а.

Усилители с динамической нагрузкой следует использовать для получения большого коэффициента усиления в малошумящих УНЧ с низким напряжением питания.

На рис. 16, в изображен усилительный каскад с динамической нагрузкой, в котором число деталей сведено к минимуму, причем эта схема обеспечивает коэффициент усиления до 40 дБ при малом уровне шума. Усиление по напряжению для этой схемы можно выразить формулой

formula      (43)

где Sмакс1 - крутизна транзистора Т1; Ri1, Ri2 - динамические сопротивления транзисторов Т1 и Т2 соответственно.

УНЧ НА МИКРОСХЕМАХ

Микросхема типа К2УЭ841 - одна из первых линейных микросхем, освоенных нашей промышленностью. Она представляет собой двухкаскадный усилитель с глубокой отрицательной обратной связью (повторитель), собранный на полевых транзисторах [10,11]. Микросхемы этого типа нашли широкое применение в качестве входных каскадов чувствительных широкополосных усилителей, в качестве выносных каскадов при передаче сигналов через кабель, в схемах активных фильтров и других схемах, требующих высокое входное и малое выходное сопротивления и стабильный коэффициент передачи.

Принципиальная электрическая схема такого усилителя изображена на рис. 17, а; способы включения микросхемы - на рис. 17, б, в, г.

Резистор R3 введён в схему для защиты выходного транзистора от перегрузок при коротких замыканиях на выходе. Небольшим уменьшением обратной связи (на рис. 17, в R показано пунктиром) можно получать коэффициент передачи, равный единице или несколько больше.

Входное сопротивление повторителей можно значительно увеличить (в 10-100 раз), если осуществить посредством конденсатора С обратную связь в цепь затвора (показано пунктиром на рис. 17, в). При этом входное сопротивление повторителя приблизительно равно:

Rвх=Rз/(1-Ки),

где Ки - коэффициент передачи повторителя.

Основные электрические, параметры повторителя следующие:

Коэффициент передачи≥0,98
Выходное сопротивление, Ом30-100
Коэффициент нелинейных искажений, %≤0,3
Входная ёмкость, пФ<10
Ток потребления, мА<2
Изменение коэффициента усиления при изменении температуры от -45 до +55°С, %0,5

Промышленностью освоен выпуск гибридных пленочных микросхем серии К226, представляющих собой малошумщцие усилители низкой частоты с полевым транзистором на входе. Их основное назначение - усиление слабых сигналов переменного тока от датчиков с высоким внутренним сопротивлением.

Микросхема К24Э841

Рис. 17. Микросхема К24Э841.

а - принципиальная схема; б - схема с одним источником питания напряжением 12,6 В; в - схема с двумя источниками питания напряжением +-6,3 В; г - схема с одним источником питания напряжением -6,3 В.

Микросхемы выполнены на ситалловой подложке по гибриднопленочной технологии с применением полевых и биполярных бескорпусных транзисторов.

Микросхемы усилителей низкой частоты разделяются на группы по коэффициенту усиления и уровню шумов (табл. 1). Внешний вид и габаритные размеры представлены на рис. 18.

Принципиальные электрические схемы усилителей приведены на рис. 19, а, б и 20, а, б, а их схемы включения - на рис. 21, а, г. При включении микросхем по схемам рис. 21, а и в входное сопротивление усилителей равно сопротивлению внешнего резистора Ri. Для повышения входного сопротивления (до 30 МОм и более) необходимо использовать схемы рис. 21,6, г.

Типы микросхемКоэффициент усиленияНапряжение шумов, мкВ
К2УС261А3005
К2УС265А1005
К2УС261Б30012
К2УС265Б10012
К2УС262А305
К2УС262Б3012
К2УС263А3006
К2УС263Б30012
К2УС264А106
К2УС264Б1012

Таблица 1

Внешний вид и габаритные размеры микросхем К2УС261-К2УС265

Рис. 18. Внешний вид и габаритные размеры микросхем К2УС261-К2УС265.

Основные электрические параметры микросхем К2УС261 и К2УС262:

Напряжение питания+12,6 В +-10%
-6,8 В +-10%
Потребляемая мощность:
от источника +12,6 ВНе более 40 мВт
от источника -6,3 ВНе более 50 мВт
Изменение коэффициента усиления в диапазоне рабочих температур (от -45 до +55°С)+-10%
Напряжение собственных шумов в полосе 20 Гц - 20 кГц в зависимости от групп (при закороченном входе конденсатором ёмкостью 5000 пФ)5 мкВ и 12 мкВ
Входное сопротивление на частоте 100 Гц3 МОм
Выходное сопротивление100 Ом
Входная ёмкость15 пФ
Верхняя граничная частота по уровню 0,7Не менее 200 кГц
Нижняя граничная частотаОпределяется внешними ёмкостями фильтра
Максимальное выходное напряжение на внешней нагрузке 3 кОм в полосе частот до 100 кГц при коэффициенте нелинейных искажений не более 5%Не менее 1,5 В

Принципиальные схемы усилителей К2УС261 и К2УС262

Рис. 19. Принципиальные схемы усилителей.

а - К2УС261; б - К2УС262.

Принципиальные схемы усилителей К2УС263 и К2УС264

Рис. 20. Принципиальные схемы усилителей.

а - К2УС263; б - К2УС264 (все диоды типа КД910Б).

Основные электрические параметры микросхем К2УС263 и К2УС264:

Напряжение питания+6 В ±10% -9 В +-10%
Потребляемая мощность:
от источника +6 В10 мВт
от источника - 9 В50 мВт (К2УС263), 25 мВт (К2УС264)
Изменение коэффициента усиления в диапазоне рабочих температур (от -45 до +55° С)+-10%
Входное сопротивление на частоте 100 ГцНе менее 10 МОм
Входная ёмкостьНе более 15 пФ
Выходное сопротивление100 Ом (К2УС263),
300 Ом (К2УС264)
Верхняя граничная частота при амплитуде выходного сигнала не менее 2,5 В и неравномерности частотной характеристики +-5%100 кГц (К2УС263),
200 кГц (К2УС264)
Нижняя граничная частотаОпределяется внешней ёмкостью фильтра
Коэффициент нелинейных искажений при выходном напряжении 2,5 В5% (К2УС263),
10% (К2УС264)

Схемы включения усилителей

Рис. 21. Схемы включения усилителей.

Рекомендации по применению микросхем. Частотная зависимость и граничная частота по уровню 0,7 В в области нижних частот при достаточно большой постоянной времени входной цепи определяется внешним конденсатором фильтра отрицательной обратной связи С2 и сопротивлением резистора цепи обратной связи Rо.с в соответствии с соотношениями:

formula     

Пиковые напряжения на входе микросхем К2УС261, К2УС262 не должны превышать 1 В для положительной полярности и 3 В для отрицательной; на входе микросхем К2УС263, К.2УС264 - не более 2 В для положительной полярности и не более 1 В - для отрицательной.

Сопротивление утечки R1 для входного тока в диапазоне рабочих температур -60 до +70° С не должно превышать 3 МОм. В диапазоне более низких максимальных температур или при снижении требований к значению выходного напряжения сопротивление резистора R1 может быть увеличено с целью повышения входного сопротивления каскада.

Ток утечки входного разделительного конденсатора С1 не должен превышать 0,06 мкА.

Для сохранения максимального выходного напряжения ток утечки конденсатора С2 в диапазоне рабочих температур не должен превышать 20 мкА. Этому требованию удовлетворяет конденсатор типа К52-1А ёмкостью 470 мкФ, ток утечки которого не превышает при данных напряжениях 10 мкА.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Обычно полевые транзисторы используются в усилителях совместно с биполярными транзисторами, но их можно также применять и в качестве активных приборов в многокаскадных усилителях звуковой частоты с резистивно-ёмкостной связью. На рис. 22 приведён пример использования полевых транзисторов в схеме RC-усилителя. Схема этого усилителя использовалась для записи звуковых сигналов моря. Сигнал на вход усилителя снимался с пьезокерамического гидрофона Г, а нагрузкой усилителя служил кабель типа КВД4x1.5 длиной 500 м.

Входной каскад усилителя выполнен на полевом транзисторе типа КП103Ж с минимальным коэффициентом шума. Для этой же цели (уменьшения шумов) два первых каскада питаются пониженным напряжением, получаемым с помощью параметрического стабилизатора Д1R8. Благодаря этим мерам уровень шумов, приведённых ко входу, в полосе частот 4 Гц-20 кГц составлял 1,5-2 мкВ.

Для корректировки частотной характеристики усилителя в области высших частот параллельно резисторам R6 и R10 можно подключить соответствующие корректирующие конденсаторы.

Для согласования высокого выходного сопротивления усилителя с низкоомной нагрузкой (кабелем) служит повторитель напряжения на транзисторах Т4, Т5, представляющий собой двухкаскадный усилитель с непосредственной связью. Для устранения шунтирующего действия резисторов смещения R11, R12 вводится положительная обратная связь по переменному току через цепочку R13, С6. Расчётное значение выходного сопротивления такого повторителя 10 Ом.

Для проверки работоспособности и коэффициента усиления усилителя служит генератор калибровки, собранный по схеме симметричного мультивибратора. Генератор калибровки выдает прямоугольные стабилизированные по амплитуде с помощью стабилитронов Д2-Д5 типа Д808 импульсы частотой 85 Гц, которые в момент включения калибратора подаются через гидрофон на вход усилителя. С помощью делителя напряжения на резисторах R16, R17 амплитуда импульсов устанавливалась равной 1 мВ.

Несмотря на простоту схемы усилителя коэффициент усиления изменяется незначительно (около 2%) при изменении окружающей температуры в диапазоне 0-40° С, причём коэффициент усиления при комнатной температуре 20° С был равен 150.

Принципиальная схема гидроакустического усилителя гидрофона

Рис. 22. Принципиальная схема гидроакустического усилителя.

Если же выходное сопротивление первого каскада на полевом транзисторе удается понизить настолько, что становится возможным применение в последующих каскадах обычных биполярнымх транзисторов, то использовать для дальнейшего усиления полевые транзисторы не экономично. В этих случаях применяются усилители, использующие полевые и биполярные транзисторы.

На рис. 23 изображена принципиальная схема усилителя низкой частоты на полевом и биполярном транзисторах, обладающего близкими по отношению к трёхкаскадному RС-усилителю на полевых транзисторах (рис. 22) параметрами. Так, при коэффициенте усиления, равном 150, частотной характеристике по уровню 0,7 от 20 Гц до 100 кГц значение максимального выходного неискаженного сигнала на Rн = 3 кОм равно 2 В.

Полевой транзистор Т1 (рис. 23) включён по схеме с общим истоком, а биполярный - по схеме с общим эмиттером. Для стабилизации рабочих характеристик усилитель охвачен отрицательной обратной связью по постоянному току.

На рис. 24 изображена схема усилителя низкой частоты с непосредственными связями, разработанная В. Н. Семеновым и В. Г. Федориным, предназначенного для усиления слабых сигналов от источников с высоким входным сопротивлением. Усилитель не содержит разделительных конденсаторов, поэтому габариты его могут быть малыми.

Параметры усилителя следующие:

Коэффициент усиления по напряжению500
Частотная характеристика (по уровню 0,7), Гц20-20000
Максимальное выходное напряжение при нагрузке 3 кОм, В4
Коэффициент нелинейных искажений при максимальном выходном напряжении, %< 10
Входное сопротивление на частоте 20 Гц, МОм3
Напряжение шумов, пересчитанное на вход в полосе 20 Гц - 20 кГц, мкВ7
Напряжение питания, В24

Схема представляет собой УПТ со 100%-ной обратной связью по постоянному току; за счёт этого достигается минимум дрейфа и стабильность режимов. Обратная связь по постоянному току вводится через фильтр нижних частот, поэтому нижняя граничная частота усилителя определяется параметрами этого фильтра.

Для стабилизации коэффициента усиления используется отрицательная обратная связь на частоте сигнала глубиной около 20 дБ. Усиление зависит от глубины обратной связи.

Принципиальная схема УНЧ на полевом и биполярном транзисторах

Рис. 23. Принципиальная схема УНЧ на полевом и биполярном транзисторах.

Принципиальная схема УНЧ с непосредственными связями

Рис. 24. Принципиальная схема УНЧ с непосредственными связями.

Применение обратных связей делает усилитель некритичным к изменению напряжения питания и разбросу параметров транзисторов и всех деталей, кроме R10 и R11. К особенностям схемы можно отнести то, что транзисторы Т3 и Т4 работают с напряжениями Uб.э, равными Uк.э.

Высокое входное сопротивление усилителя достигается благодаря применению полевых транзисторов. На нижних частотах оно будет определяться сопротивлением резистора R1, на верхних - входной ёмкостью схемы.

А.Г. Милехин

Литература:

  1. Полевые транзисторы. Физика, технология и применение. Пер. с англ. под ред. А. Майорова. М., "Советское радио", 1971.
  2. Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968.
  3. Малин В. В.‚ Сонин М. С. Параметры и свойства полевых транзисторов. М., «Энергия», 1967.
  4. Шервин В. Причины искажений в усилителях на полевых транзнсторах. — "Электроника"‚ 1966, №25.
  5. Даунс Р. Экономичный предварительный усилитель. "Электроника", 1972, №5.
  6. Холзман Н. Устранение выбросов посредством операционного усилителя. "Электроника", 1971, №3.
  7. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия». 1970.
  8. Де Колд. Использование диодов для температурной стабилизации коэффициента усиления полевого транзистора - «Электроника», 1971, №12.
  9. Гальперин М. В.‚ Злобин Ю. В.‚ Павлеико В. А. Транзнсторные усилители постоянного тока. М., «Энергия», 1972.
  10. Технический каталог. «Новые приборы. Полевые транзисторы. гибридные интегральные схемы». Изд. ЦНИИ «Электроника», 74.
  11. Топчилов Н. А. Гибридные линейные микросхемы с высокоомным входом - «Электронная промышленность», 1973, №9.

BACK MAIN PAGE

Рейтинг@Mail.ru