ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ПОЛЕВЫМИ ТРАНЗИСТОРАМИ

ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Перечислим основные требования, которые предъявляются к операционным усилителям (ОУ):

максимальный коэффициент усиления (до 109);
минимальный дрейф нуля входного тока и напряжения (временной, температурный и т. п.);
высокое значение входного сопротивления и низкое - выходного сопротивления;
достаточно широкая полоса пропускания (чем шире полоса пропускания, тем большими возможностями обладает ОУ);
высокая помехоустойчивость (большой коэффициент подавления синфазной помехи);
минимальное время затухания переходного процесса после снятия перегрузок;
малые габариты, масса и высокая надёжность.

Операционный усилитель находит широкое применение в современной радиотехнической аппаратуре различного назначения.

В аналоговой вычислительной технике ОУ используются для выполнения различных математических операций, к которым относятся суммирование, умножение на постоянный коэффициент, инвертирование, интегрирование, дифференцирование и т. п.

С появлением интегральных ОУ значительно расширилась область применения операционных усилителей. В настоящее время ОУ являются наиболее универсальными элементами среди линейных интегральных схем.

Операционные усилители со входными каскадами на полевых транзисторах выполняются обычно по гибридной технологии. Они более дорогие, чем монолитные, но обладают меньшими входным током и дрейфом нуля [8].

С усовершенствованием технологии и схемных решений стало возможным изготовлять монолитные операционные усилители с параметрами аналогичными и даже превосходящими параметры гибридных ОУ. Большая точность и стабильность характеристик монолитных ОУ достигается путём схемотехнического использования свойства согласованности параметров компонентов, интегрированных на единой полупроводниковой подложке ИС [11].

Уже сейчас некоторые типы интегральных усилителей соизмеримы по габаритам, стоимости и надёжности с одиночными транзисторами и намного превосходят их по своим функциональным возможностям [2]. Можно ожидать, что по этой причине в ближайшее время интегральные ОУ в значительной мере заменят самые разнообразные электронные устройства с дискретными транзисторами, т. е. найдут ещё большее применение.

ОСОБЕННОСТИ ОУ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Операционный усилитель с глубокой внешней отрицательной обратной связью принято называть решающим усилителем (РУ). В простейшем случае цепь обратной связи образуется посредством включения резистора обратной связи Z2 между входом и выходом операционного усилителя (рис. 1).

Операционный усилитель с цепью ООС

Рис. 1. Операционный усилитель с отрицательной обратной связью.

Найдём значение выходного напряжения Uвых ОУ с обратной связью в предположении, что входное сопротивление усилителя бесконечно велико (для ОУ с ПТ на входе это допущение практически всегда выполняется); выходное сопротивление равно нулю, а коэффициент усиления разомкнутой петлеобратной связи равен -К. Из рис. 1 следует, что при этих условиях [3, 7] I1 = I2.

Значения токов, протекающих по резисторам входной цепи Z1 и по резистору цепи обратной связи Z2, определяются по формулам:

image(95)

где U1 - напряжение в суммирующей точке ∑ (рис. 1). Выходное напряжение усилителя

Uвых =- KU1       (96)

Подставив (96) в (95), получим:

image(97)

откуда

image(98)

Из выражения (98) следует, что если коэффициент усиления К достаточно велик, то

image(99)

Поделив обе части равенства (99) на Uвых, получим значение коэффициента передачи ОУ, охваченного внешней обратной связью:

Ко.с = - Z2/Z1       (100)

Из формулы (100) следует, что коэффициент передачи ОУ, охваченного внешней ОС, определяется только внешними элементами (Z1 и Z2) и не зависит от коэффициента усиления ОУ.

Если в схеме рис. 1 Z1=R и Z2=1/ωC, то такой усилитель называется интегрирующим решающим усилителем.

Если Z1 = 1/ωС и Z2 = R, то усилитель называется дифференцирующим решающим усилителем.

Применение активных сопротивлений как во входной цепи, так и в цепи обратной связи позволяет осуществить умножение входного напряжения на постоянный коэффициент, больший или меньший единицы.

Таким образом, в зависимости от выполнения внешних цепей решающий усилитель реализует различные математические операции.

Следует заметить, что при пользовании формулами (99) и (100) математические операции будут производиться решающими усилителями с некоторой погрешностью. Это обусловлено тем, что при выводе указанных формул пренебрегли влиянием конечных значений входного и выходного сопротивлений ОУ.

Оценку влияния конечных значений входного и выходного сопротивлений, а также коэффициента усиления ОУ на точность реализации соответствующих математических операций можно найти в [2, 3, 7].

ВХОДНЫЕ КАСКАДЫ ОУ

Наиболее широкое распространение за последние годы получили операционные усилители, входные каскады которых выполнены по дифференциальной схеме. Такие каскады позволяют осуществить компенсацию дрейфа нуля входных транзисторов. Операционные усилители, построенные по дифференциальной схеме, обладают значительной помехозащищённостью и возможностью массового производства по интегральной технологии (схемы не содержат конденсаторов большой ёмкости) [2].

Если дифференциальные каскады на биполярных транзисторах, работающих в режиме микротоков с целью получения малого входного тока и его дрейфа, обладают недостаточной широкополосностью, то этот недостаток устраняется применением во входных каскадах ОУ высокочастотных полевых транзисторов.

Ограничимся рассмотрением входных каскадов ОУ, выполненных по дифференциальной схеме, как наиболее перспективных.

Входной каскад ОУ, кроме малого дрейфа нуля, должен обладать достаточно большим коэффициентом подавления синфазной составляющей Кп.с (иногда его называют коэффициентом режекции). Применение полевых транзисторов в обычных схемах дифференциальных усилителей со стабилизаторами тока в истоковой цепи не может обеспечить высокий коэффициент подавления синфазной составляющей из-за небольшого значения крутизны ПТ и сравнительно небольшого внутреннего сопротивления. Это приводит к тому, что в дифференциальных усилителях на полевых транзисторах увеличение выходного сопротивления токостабилизирующего четырёхполюсника не даёт желаемого результата. В [4] экспериментально показано, что при использовании обычных конфигураций дифференциальных усилителей на ПТ значение Кп.с не превышает 60-65 дБ, что во многих случаях недостаточно. Для увеличения коэффициента режекции часто идут на некоторое усложнение схемы входного каскада ОУ,

Входные каскады ОУ на полевых транзисторах

Рис. 2. Входные каскады ОУ.
а - со стабилизацией режима работы входных ПТ; б - с отрицательной обратной связью.

На рис. 2, а [4] изображена принципиальная схема Дифференциального усилителя с большим коэффициентом подавления синфазного сигнала. Если при подаче синфазного сигнала на вход обыкновенного дифференциального каскада происходит изменение режимов работы транзисторов (изменяется ток стока, напряжение на затворе, напряжение стока), то в схеме (рис. 2, а) режим транзисторов (даже при подаче значительного синфазного сигнала) практически не изменяется, что равносильно увеличению Кп.с. Стабилизация режима работы транзисторов осуществляется за счёт питания дифференциального каскада напряжением, которое следит за изменением входного синфазного сигнала. Кроме того, ток через дифференциальный каскад поддерживается постоянным, для чего- в цепь истоков транзисторов Т1 и Т2 включается стабилизатор тока, выполненный на полевом транзисторе Т3, биполярном транзисторе Т6 и стабилитроне Д2. Напряжение питания дифференциального каскада поддерживается постоянным с помощью стабилизатора напряжения, в который входят стабилитрон Д1 составной транзистор Т4-Т5 и стабилизатор тока, выполненный на транзисторе Т7.

Внутреннее сопротивление генератора тока на полевом Т3 и биполярном Т6 транзисторах вычисляется по формуле

image(101)

где RiПТ - внутреннее сопротивление полевого транзистора;
Rк - сопротивление в цепи коллектора биполярного транзистора;
R ≈ 100 Ом;
Rи - сопротивление в цепи истока полевого транзистора (R4).

Коэффициент режекции описанного выше дифференциального каскада составляет около 100 дБ при подборе входных транзисторов с точностью 7%.

Такой каскад, но без стабилизатора напряжения, даже при однопроцентном подборе входных транзисторов по основным электрическим параметрам имеет коэффициент режекции менее 70 дБ, что подтверждает необходимость стабилизации питания дифференциального каскада на ПТ.

Для увеличения коэффициента усиления дифференциального сигнала, а также увеличения коэффициента режекции достаточно часто используется каскодное включение входных полевых транзисторов [12]

В некоторых случаях для увеличения Кп.с применяется отрицательная обратная связь, подавляющая синфазную составляющую [2].

На рис. 2, б изображён входной каскад операционного усилителя, в котором напряжение синфазной составляющей сигнала выделяется на нелинейном сопротивлении, образованном транзистором Т3 в диодном включении, усиливается с помощью Т4 и через транзисторы Т5 и Т6 передаётся в стоковые цепи Т1 и Т2, создавая глубокую отрицательную обратную связь (для дифференциального сигнала эта обратная связь отсутствует). Кроме того, увеличение Кп.с достигается за счёт того, что на выходе каскада происходит вычитание синфазных составляющих (с выхода Т5 с помощью схемы на транзисторах Т7-Т9 сигнал передаётся в коллекторную цепь Т6 с обратным знаком) [2].

Данная схема обладает малой входной ёмкостью, удобством сопряжения с выходным каскадом и хорошей термостабильностыо. Последнее достигается, в частности, за счёт применения в базовых цепях Т4 Т10 транзисторов Т3 и Т11 в диодном включении.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ОУ

Рассмотрим практические схемы ОУ с полевыми транзисторами во входных каскадах и их некоторые особенности.

На рис. 3 приведена схема ОУ типа К2СС841, серийно выпускаемого нашей промышленностью. Она представляет собой гибридную интегральную схему, в которой используются дискретные бескорпусные транзисторы: полевые транзисторы Т1 и Т2 типа КПС104, биполярные Т3, Т5 - КТ332В; Т4, Т6, Т8 - КТ360В.

Принципиальная схема ОУ типа K2CC841

Рис. 3. Принципиальная схема ОУ типа K2CC841.

Входной каскад (Т1, Т2) построен по дифференциальной схеме с транзистором Т3 в цепях истоков, представляющим собой генератор постоянного тока и служащим для увеличения коэффициента подавления синфазной составляющей. Нагрузочные резисторы (R1, R2, R4) в цепи стоков Т1 и Т2 выбраны низкоомными из-за небольшого входного сопротивления последующего каскада. Второй каскад также выполнен по дифференциальной схеме, но уже на биполярных транзисторах (Т4, T6). Коллекторной нагрузкой транзистора T6 служит транзистор ГТ, который в качестве динамической нагрузки представляет собой эквивалентное сопротивление, имеющее сотни килоом. Такое включение транзистора Т5 позволяет получить значительное усиление дифференциального каскада и иметь несимметричный выход. Коллектор транзистора Т3 с выводом 1 соединён ошибочно; его следует соединить с истоками транзисторов Т1, Т2.

Следует заметить, что разбаланс по сопротивлениям резисторов R8, R10 в этой схеме не играет существенной роли благодаря автоматической установке режима транзистора Т5.

Выходной каскад ОУ, выполненный на полевом транзисторе T7 и биполярном T8, представляет собой схему истокового повторителя со следящей связью, у которого коэффициент передачи по напряжению может быть больше единицы.

Основные электрические параметры операционного усилителя следующие [14, 15]:

Коэффициент усиления≥5000
Напряжение смещения нуля, приведённое ко входу, мВ≤=30
Выходное сопротивление низкоомного выхода, Ом≤600
Выходное сопротивление высокоомного выхода, кОм≥100
Коэффициент нелинейных искажений при Свых = 2,0 В, %≤=2
Коэффициент подавления синфазной помехи, дБ>=50
Динамический диапазон в режиме масштабного усилителя с К=10 в полосе частот 20 Гц -40 кГц, дБ≥80
Входной ток смещения, нА≤5
Потребляемая мощность, мВт≤60
Модуль полного входного сопротивления на частоте:
40 Гц≥100 МОм
40 кГц≥300 кОм

Как видно из приведённых выше параметров, К2СС841 представляет собой ОУ невысокой точности и быстродействия. Основное назначение К2СС841 - использование в качестве активного элемента при построении линейных активных RC-фильтров в диапазоне звуковых и инфразвуковых частот. На основе микросхемы К2СС841 могут быть реализованы высокодобротные звенья фильтров (с добротностью до 150) [13].

Дополнительный высокоомный выход расширяет возможности микросхемы, позволяя применять её при реализации звеньев с относительно невысокими добротностями. Кроме того, микросхема К2СС841 может найти применение в качестве линейных усилителей при построении узлов аналоговых вычислительных машин и др.

Схема более сложного операционного усилителя типа 8007 фирмы Intersil, обладающего лучшими электрическими характеристиками, изображена на рис. 4 [5] На примере этого ОУ рассмотрим некоторые схемные решения, применяемые для улучшения параметров операционных усилителей.

Входные полевые транзисторы Т1 и Т2 защищены от напряжений выше 2,5 В (что существенно ниже пробивного напряжения) посредством петли следящей обратной связи на транзисторах Т3-Т6. Эта цепь поддерживает фиксированное напряжение между стоком и истоком ПТ, не зависящее от вводного напряжения и одновременно обеспечивает высокий уровень подавления синфазной помехи в данной схеме.

Основной особенностью данного ОУ является использование транзисторов Т14 и Т15, которые служат для задания тока смещения входного каскада. Транзистор Т14 представляет собой р-канальный ПТ, включённый таким образом, что в его цепи сток - исток протекает необходимый ток. С помощью резисторов в эмиттерных цепях Т7-Т9 этот ток снижается примерно на 20%, тем самым обеспечивая отсутствие прямого смещения в транзисторах Т1 и Т2.

Принципиальная схема операционного усилителя

Рис. 4. Принципиальная схема ОУ типа 8007 фирмы Intersil.

Другой особенностью входных каскадов рассматриваемого усилителя является применение источника тока Т11, который ограничивает входной ток в случае пробоя транзисторов Т1 или Т2 при быстрых переходных процессах.

Электрические параметры операционного усилителя 8007 следующие:

Входной ток смещения, пкА0,3
Входное напряжение сдвига, мВ15
Входное сопротивление, Ом1012
Дрейф входного напряжения сдвига, мкВ/°С20
Подавление синфазной помехи, дБ90
Диапазон входных напряжений, В(+-12)
Скорость нарастания сигнала, В/мкс6
Размах выходного напряжения, В(+-12)

МЕТОДЫ КОМПЕНСАЦИИ ДРЕЙФА НУЛЯ ОУ

Схемы операционных усилителей с непосредственной связью без каких-либо параметрических компенсирующих узлов наиболее просты и надёжны, однако обладают довольно высоким дрейфом нуля. Хотя полевые транзисторы с p-n-переходом и могут обеспечить нулевой дрейф путём соответствующего выбора рабочей точки, но это достигается путём точного подбора напряжения смещения, что во многих практических случаях является недопустимым. Поэтому за последние годы широкое распространение получили ОУ, входные каскады которых выполнены по дифференциальной схеме.

Применение ПТ во входных каскадах ОУ позволило снизить входной ток до нескольких десятков пикоампер. Однако в этом случае входной ток при изменении температуры изменяется по экспоненциальному закону, что затрудняет его компенсацию.

Напряжение смещения нуля и дрейф в ОУ с использованием ПТ несколько выше, чем у подобных ОУ на биполярных транзисторах. Дифференциальная структура ОУ не только снижает дрейф нуля, но и уменьшает его зависимость от изменений питающих напряжений.

В тех случаях, когда предъявляются более высокие требования к уровню дрейфа нуля, применяются ОУ с преобразованием сигнала. Дрейф нуля в таких усилителях будет определяться в основном дрейфом модулятора. Современные модуляторы на ПТ позволяют снизить величину дрейфа до 0,05 мкВ/°С [1], что на два порядка меньше по сравнению с лучшими ОУ без преобразования сигнала.

Однако ОУ с преобразованием сигнала обладает достаточно высоким уровнем шума, возникающего при работе переключателей модулятора и имеющего максимум на частоте несущей. Кроме того, динамические свойства усилителей такого типа оказываются не всегда приемлемыми. Частота среза обычно не превышает 10-20% от несущей частоты, которая для обеспечения малого дрейфа нуля должна выбираться достаточно низкой (см. § 29).

В связи с этим, учитывая недостатки усилителя М-ДМ, была предложена схема ОУ с параллельными каналами усиления [10], структурная схема которого изображена на рис. 5. Принцип действия ОУ состоит в том, что в усилителе используются два канала усиления: высокочастотный и низкочастотный. Высокочастотный усилитель У1 обычно представляет собой широкополосный усилитель с непосредственными связями, где разделительные ёмкости включаются только на входе и выходе. Низкочастотный усилитель У2 является усилителем типа М-ДМ. Выходные напряжения обоих каналов суммируются и усиливаются в широкополосном усилителе У3 с относительно невысоким коэффициентом усиления. Полоса пропускания отдельных каналов подбирается таким образом, чтобы амплитудно-частотная характеристика всего усилителя не имела провалов в полосе рабочих частот и обеспечивалась устойчивость работы как на высоких, так и на низких частотах. Это достигается путём тщательного подбора амплитудно-фазовых характеристик каждого канала.

Структурная схема усилителя

Рис. 5. Структурная схема усилителя с параллельными каналами усиления.

Схема компенсации сдвига нуля ОУ

Рис. 6. Схема компенсации сдвига нуля ОУ.

В ряде случаев, когда ОУ предназначены для работы с высокой частотой повторения, а усилитель без преобразования не удовлетворяет предъявленным требованиям по дрейфу нуля, оказывается целесообразным применять схемы с периодической компенсацией дрейфа нуля с помощью сигнала, который вырабатывается при закороченных входах усилителя.

Одна из таких схем изображена на рис. 6 [11]. Процесс компенсации сдвига нуля осуществляется путём периодического отключения и последующего заземления обоих входов усилителя, в результате чего выходное напряжение подаётся по цепи обратной связи на выводы усилителя, служащие для регулировки сдвига нуля в промежуточном каскаде операционного усилителя. Мгновенное значение напряжения обратной связи запоминается на конденсаторе С1 и хранится до тех пор, пока в усилителе не установится нормальный режим работы после того, как его вход вновь будет подключён к источнику входного сигнала.

Вся усилительная система периодически переключается из одного режима работы в другой: из режима усиления в режим запоминания. Цикл запоминания ошибки начинается с того, что ключи, выполненные на МОП-транзисторах, Т1 и Т2 размыкаются, а Т3-Т5 замыкаются. В результате усилитель усиливает напряжение сдвига собственного нулевого выходного уровня, а схема выборки, образованная ключевым МОП-транзистором Т5, транзисторами Т6-Т7 и конденсатором C1 вводит в усилитель компенсационный ток.

Резистор Rc введён с целью повышения устойчивости работы во время цикла запоминания ошибки.

Когда ключ на транзисторе Т5 размыкается, компенсационное напряжение на конденсаторе изменяется, поскольку из-за наличия ёмкости между затвором и истоком переключаемого МОП-транзистора на запоминающую ёмкость проходит сигнал, управляющий транзистором по затвору. Указанная ошибка нейтрализуется с помощью конденсатора С2, который заряжается напряжением, равным по уровню, но противоположным по знаку тому сигналу, который управляет транзистором по затвору.

ПРИМЕНЕНИЕ ОУ

Операционные усилители в схемах выборки с запоминанием. Схемы выборки с запоминанием часто используются в измерительных и преобразовательных устройствах, на вход которых нельзя подавать сигналы, изменяющиеся во времени. К таким устройствам относятся некоторые типы аналого-цифровых преобразователей, например преобразователи, работающие по принципу «взвешивания», у которых с помощью матрицы сопротивлений формируется набор постоянных эталонных напряжений» необходимых для сравнения с измеряемым напряжением.

На примере простейшей схемы выборки с запоминанием (рис. 7, а) рассмотрим смысл двух основных параметров таких схем: времени запаздывания и времени установления выходного сигнала. Для рассматриваемой схемы время запаздывания представляет собой интервал времени между подачей управляющего сигнала на размыкание ключа К1 и размыканием ключа. В том случае, когда допустимо большое время запаздывания (входной сигнал изменяется достаточно медленно), в качестве ключей К1 могут использоваться реле. При использовании полевых или биполярных транзисторов можно получить время запаздывания менее 100 нс [6].

Время, в течение которого выходное напряжение схемы после переключения с режима запоминания на режим выборки устанавливается (с определённой степенью точности) равным входному напряжению, называется временем установления.

Если напряжение Uвх (рис. 7, а) поступает с выхода операционного усилителя, то время установления выходного сигнала в схеме выборки будет зависеть от максимального выходного тока усилителя, максимальной скорости изменения выходного напряжения, а также от времени установления выходного сигнала усилителя.

Схемы выборки с запоминанием

Рис. 7. Схемы выборки с запоминанием.
а - простейшая схема; б - инвертирующая схема выборки; в - неинвертирующая схема выборки; с - схема выборки с двумя ОУ.

На практике используются два типа схемы выборки с запоминанием: инвертирующие и неинвертирующие [6].

Простая инвертирующая схема выборки с запоминанием приведена на рис. 7, б. При замыкании ключа, выполненного на полевом транзисторе Т1, конденсатор С заряжается до напряжения Uвых = Uвх.

Малое значение тока начального смещения операционного усилителя, используемого в схеме рис. 7, б, предотвращает потерю амплитуды входного сигнала во время цикла запоминания. Так, при зарядной ёмкости С=0,1 мкФ ошибка, обусловленная током начального смещения операционного усилителя примерно 10 нА, составит всего 0,01 %/с. Это означает, что конденсатор будет иметь незначительную утечку заряда: при входном сигнале 5 В напряжение на конденсаторе будет уменьшаться со скоростью 0,5 мВ/с. Таким образом, можно, обеспечить большое время хранения, применяя конденсаторы меньшей ёмкости (т. е. обладающие меньшей собственной утечкой), чем потребовалось бы при использовании операционного усилителя с входным каскадом на биполярных транзисторах.

Положительным свойством инвертирующей схемы выборки запоминанием является малое выходное сопротивление, благодаря чему выходное напряжение схемы в режиме запоминания практически не изменяется. Недостатком схемы является низкое входное сопротивление.

Неинвертирующая схема выборки с одним операционным усилителем (рис. 7, в) обладает высоким входным сопротивлением. Время установления выходного сигнала определяется постоянной времени rкС при условии, что СdUвых/dt < Iмакс, где rк - сопротивление канала ПТ в проводящем состоянии, а Iмакс - максимальный ток, обеспечиваемый усилителем. Основным недостатком схемы является быстрый разряд С в режиме запоминания при работе на сравнительно низкоомную нагрузку. Указанный недостаток можно устранить введением в схему второго ОУ (рис. 7, г). Включение Т1 в контур обратной связи позволяет усилителю ОУ1 работать с максимальным выходным током до полного заряда конденсатора С. В режиме запоминания ключ на транзисторе Т1 разомкнут, а Т2 замкнут, что обеспечивает обратную связь для усилителя ОУ1.

Схемы пиковых детекторов

Рис. 8 Схемы пиковых детекторов. а - простейшая схема; б - с одним ОУ; в - с двумя ОУ.

Операционные усилители в схеме пикового детектора. Рассмотрим работу пикового детектора на примере простейшей диодно-ёмкостной схемы (рис. 8, а). Через диод ток проходит только в одном направлении, заряжая конденсатор С1. Когда Uвх становится меньше Uвых, диод Д1 запирается и конденсатор С1 фиксирует пиковое значение. Напряжение на С1 в режиме обнаружения пикового значения уменьшается со скоростью, В/с, [6]:

image

где Iн - ток утечки.

Любая нагрузка, подключённая к выходу схемы, приводит к уменьшению напряжения Uвых.

Таким образом, простейшая схема пикового детектора (рис. 8, а) обладает существенными недостатками.

Введением операционного усилителя в схему пикового детектора можно повысить его точностные характеристики. На рис. 8, б изображена схема пикового детектора с одним ОУ, позволяющая практически устранить уменьшение Uвых из-за падения напряжения на диоде. Входной каскад операционного усилителя, используемого в схеме пикового детектора, следует выполнять на полевых транзисторах для минимизации скорости уменьшения выходного сигнала после обнаружения пика, иначе входной ток смещения инвертирующего входа усилителя будет разряжать конденсатор С1. Время установления выходного сигнала определяется теперь не постоянной времени, равной произведению ёмкости C1 на сопротивление диода в прямом направлении R, а максимальным выходным током ОУ (Iмакс). Скорость изменения выходного напряжения пикового детектора, В/с, с использованием операционного усилителя определяется как

image

только в том случае, если она не превосходит максимальной скорости изменения выходного напряжения ОУ.

Для предотвращения разряда конденсатора C1 при работе пикового детектора на сравнительно низкоомную нагрузку вводится второй операционный усилитель ОУ2 (рис. 8, в), включённый по схеме повторителя с единичным коэффициентом усиления. В случае, когда необходимо длительное время запоминания, входной каскад ОУ2 целесообразно выполнить на полевых транзисторах.

При введении операционного усилителя в схему пикового детектора следует соблюдать некоторые предосторожности. Так, схема должна быть критически демпфирована или передемпфирована, потому что любое перерегулирование (при подаче, например, ступенчатого входного сигнала) будет приводить к регистрации схемой ложных пиков [6]. Для устранения этого явления в схеме с двумя операционными усилителями (рис. 8, в) введены дополнительные конденсаторы Сп. Используемые ОУ не должны терять устойчивость при работе на ёмкостную нагрузку. Кроме того, должны быть приняты меры, исключающие перегрузку ОУ после обнаружения пика, так как цепь обратной связи разрывается, когда диод Дх смещается в обратном направлении и запирается.

В схеме рис. 8, б диод Д2 предотвращает перегрузку ОУ1 при отрицательном напряжении насыщения, когда Uвх<Uвых и должен выдерживать ток, обеспечиваемый усилителем ОУ1 при коротком замыкании. В улучшенной схеме пикового детектора с двумя операционными усилителями (рис. 8, в) при Uвх<Uвых диод Д2 открыт, обеспечивая обратную связь для ОУ1 и предохраняя его от перегрузки.

Операционные усилители с входными каскадами на полевых транзисторах могут использоваться в интеграторах с большой постоянной времени, где малый ток начального смещения приводит к уменьшению утечки конденсатора.

В логарифмических усилителях, которые должны воспринимать сильно различающиеся входные токи, способность операционного усилителя с полевыми транзисторами на входе различать токи от 1 нА до 0,1 мА расширяет динамический диапазон в область весьма малых токов. Динамический диапазон ОУ на ПТ достигает пяти декад по сравнению с одной-двумя декадами для ОУ на биполярных транзисторах.

Кроме перечисленного выше операционные усилители с входными каскадами на ПТ используются также в схемах активных фильтров, RC-генераторов, компараторов.

А.Г. Милехин

Литература:

  1. Hitt J. J., Mostey G. FET chopper circuits for low lewel signals. - "IEEE Internat. Conf. Record", 1967, pt. 8.
  2. Полонников Д. E. Решающие усилители. M, «Энергия», 1973.
  3. Прагер И. Л. Электронные аналоговые вычислительные машины. М., «Машиностроение», 1971.
  4. Белов В., Подзин А., Данилов В. Дифференциальные усилители постоянного тока с большим коэффициентом подавления синфазного сигнала. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
  5. Маккефри, Брандт. Интегральный операционный усилитель с ПТ на входе. - «Электроника», № 25, 1970.
  6. Экспресс-информация «ПЭА». М„ ВИНИТИ, 1971, № 44,
  7. Менджицкий Е. Операционные усилители постоянного тока. Пер. с польского. М., «Энергия», 1967.
  8. Фулагар Д. Полевые транзисторы с p-n-переходом в монолитных ОУ. - «Электроника», 1972, № 23.
  9. Алексенко А. Г. Основы мнкросхемотехникн. М., «Советское радио», 1971.
  10. Buckerfield P. S. The Parallel - Т.D.С. amplifier. - «Proc. IEE», 1952, pt. 11, № 71.
  11. Йеджер, Хеллоурт. Динамический способ компенсации напряжения сдвига нулевого уровня в операционных усилителях. - «Электроника», 1972, № 25.
  12. Джексон Д. Усилители НЧ с питанием от одновольтовой батареи. - «Электроника». 1971, № 2.
  13. Чаплик Н. Д. Фильтры инфранизких и низких частот в микроисполнении на полевых транзисторах. - «Интегральные схемы», вып. 4. Новосибирск, 1973.
  14. Технический каталог. «Новые приборы. Полевые транзисторы. Гибридные интегральные схемы». М., Изд. ЦНИИ «Электроника», 1974.
  15. Топчилов Н. А. Гибридные линейные микросхемы с высокоомным входом. - «Электронная промышленость», 1973, № 9.

BACK MAIN PAGE

Рейтинг@Mail.ru