ПРАКТИЧЕСКОЕ ПРИМЕНЕНИЕ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

АКТИВНЫЕ RC-ФИЛЬТРЫ

На практике часто возникает необходимость в различного рода схемах частотной селекции сигналов, осуществляемой электрическими фильтрами.

Использование пассивных фильтров в области низких и инфранизких частот очень часто не представляется возможным из-за их неприемлемых габаритов и массы, низкой избирательности и подверженности воздействию магнитных полей.

Активные RC-фильтры свободны от перечисленных недостатков пассивных фильтров, работающих в области инфранизких частот.

Основной трудностью в построении усилителей активных RC-фильтров является обеспечение высокой стабильности коэффициентов передачи и больших значений входных сопротивлений [4]. Проблема обеспечения высоких входных сопротивлений усилителей (для снижения ёмкости конденсаторов) достаточно просто решается использованием полевых транзисторов. Применение специально разработанных для активных фильтров микросхем типа К2СС841, К2СС842 позволяет упростить расчёт, получить хорошие электрические характеристики, уменьшить габариты и повысить надёжность фильтров [12, 13].

Теория и расчёт активных фильтров хорошо изложены в [3-5]. Поэтому здесь будут рассмотрены лишь практические схемы фильтров и методика их настройки.

Усилители для активных фильтров. На рис. 1, а изображена схема простого двухкаскадного усилителя на полевом и биполярном транзисторах, нашедшего широкое применение в активных фильтрах. Температурный коэффициент изменения коэффициента передачи усилителя (ТКК) в данной схеме уменьшен в результате введения отрицательной обратной связи, а также выбором напряжения отсечки (соответствующего типа транзистора).

Рис. 1. Схемы УПТ для активных RC-фильтров.
а - простой двухкаскадный УПТ; б - высококачественный УПТ.

Введение резистора R3 в цепь базы биполярного транзистора Т2 эквивалентно увеличению внутреннего сопротивления источника сигнала для второго каскада. В [4] показано, что при R3≥R_вх2 ТКК второго, каскада становится положительным, что частично компенсирует отрицательный (при U_отс>0,6 В) коэффициент передачи усилителя.

Рис. 2. Принципиальная схема ФНЧ.

Рассмотрим схему более сложного усилителя, предназначенного также для построения активных RC-фильтров (рис. 1, б) [1]. Полевой транзистор T1 и биполярный p-n-p - транзистор Т2 включены по каскодной схеме. Напряжение смещения для каскодной пары задаётся с помощью стабилитрона Д2 с напряжением стабилизации 6,8 В. На исток полевого транзистора сигнал в фазе с входным сигналом подаётся через эмиттерный повторитель на транзисторе Т3. Ток смещения ПТ устанавливается с помощью переменного резистора в коллекторной цепи транзистора Т2. При регулировке потенциометром R1 добиваются, чтобы погрешность усилителя по постоянному току равнялась нулю.

Практическая схема фильтра. На рис. 2 изображена принципиальная схема ФНЧ. Аппроксимация по Чебышеву при заданном числе элементов позволяет получить наибольшую избирательность. Параметры фильтра следующие:

Частота среза, Гц	100
Неравномерность АЧХ в полосе пропускания, дБ	<0,5
Затухание на частоте 130 Гц, дБ	>30

Таблица 1

Значения собственных частот звеньев и коэффициентов передачи усилителей приведены в табл. 2.

Таблица 2

Расчёт фильтра производился по методике, предложенной в [4].

Звенья фильтра имеют непосредственную связь, благодаря чему обеспечивается прохождение постоянной составляющей сигнала. Установка требуемых значений коэффициентов передачи производится подбором резисторов R5, R10, R16, R21. Стабильность параметров ФНЧ достигается соответствующим выбором напряжения отсечки полевых транзисторов (типа транзистора), а также включением в базы транзисторов резисторов R15, R22. Их компенсирующее действие рассмотрено в [4].

Методика настройки активного RC-фильтра. Активные фильтры реализуются путём каскадного включения избирательных звеньев, поэтому амплитудно-частотная характеристика фильтров является произведением АЧХ звеньев, причём форма АЧХ и расположение её на оси частот определяются значениями коэффициента затухания и собственной частоты звена. Отсюда следует, что для настройки фильтра необходимо точно установить рассчитанные значения собственных частот и коэффициентов затухания звеньев.

Методику настройки фильтра проиллюстрируем на примере ФНЧ, изображённого на рис. 2.

Первоначально устанавливается собственная частота первого звена 32,24 Гц (табл. 5), для чего каскад, выполненный на транзисторах Т1 и Т2, вводят в режим генерации, повышая коэффициент передачи усилителя посредством увеличения сопротивления резистора R5 (его на время настройки фильтра следует заменить потенциометром).

Следует заметить, что амплитуду колебаний для более точного измерения частоты необходимо устанавливать минимально возможной. Измерив частоту полученных колебаний и сопоставив её с расчётным значением, необходимо изменением сопротивления резисторов R1 и R2 (или ёмкостей конденсаторов С1 и С2) установить требуемую собственную частоту звена.

Затем, установив подобным же образом собственные частоты остальных звеньев, следует выставить требуемые значения коэффициентов передач. Для этого, подавая на вход каскада с помощью генератора напряжение с частотой, равной собственной частоте звена, изменением сопротивления резистора R5 выставляют расчётное значение коэффициента передачи. После предварительной настройки каждого звена определяется АЧХ всего фильтра и производится корректировка значений коэффициентов передачи усилителей (с помощью резисторов R5, R10, R16, R21) с целью получения требуемой неравномерности в полосе пропускания.

При составлении схем ФНЧ и ФВЧ звенья целесообразно включать в порядке увеличения коэффициентов передачи усилителей, при этом обеспечивается наибольший динамический диапазон.

Реализация фильтров на основе микросхем К2СС841 и К2СС842. Дальнейшим шагом на пути к микроминиатюризации избирательных систем является применение микросхем типа К2СС841, К2СС842, специально разработанных для построения активных RC-фильтров [12, 13].

Использование данных микросхем в схемах фильтров позволяет упростить их расчёт, изготовление и настройку, уменьшает габариты и повышает надёжность.

Микросхема К2CC842, принципиальная схема которой изображена на рис. 3, содержит три активных высококачественных элемента, во входных каскадах которых применены полевые транзисторы, и один эмиттерный повторитель на биполярном транзисторе.

Рис. 3. Микросхема К2СС842.

Значения входных сопротивлений для всех трёх усилителей составляет несколько тысяч мегаом. Максимальная амплитуда сигнала на выходе каждого из усилителей, при которой значение коэффициента гармоник не превышает 2%, не менее 2,5-3 В. Уровень собственных шумов каждого усилителя не превышает 10 мкВ в полосе частот 1 Гц - 40 кГц. Выходное сопротивление не более 75 Ом [5].

Среднее значение нестабильности коэффициента передачи при включении усилителей по схеме истоковых повторителей (при этом 0,98<К<1) и изменении температуры от -45 до +55°С составляет 0,3%.

На базе микросхемы К2СС842 можно проектировать фильтры нижних и верхних частот с крутизной спада до 60 дБ на октаву при изменении температуры окружающей среды от -20 до +55°С и с крутизной затухания до 40 дБ на октаву, работающие стабильно при изменении температуры от -45 до +55° С [5].

Большие значения входных сопротивлений единичных усилителей позволяют строить фильтры для диапазона низких и инфранизких частот.

Рис. 4. ФНЧ на микросхеме К2СС842.

На рис. 4 изображена принципиальная схема чебышевского фильтра, где в качестве активного элемента используется микросхема К2СС842. По данным [5] такой фильтр обладает следующими техническими характеристиками:

Частота среза, Гц	10
Неравномерность АЧХ в полосе пропускания, дБ	0,2
Крутизна спада АЧХ, дБ/октаву	35

Таблица 3

Микросхема типа К2СС841, представляющая собой операционный усилитель (см. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ОУ), также достаточно часто используется для построения активных RC-фильтров. При использовании ОУ стабильность характеристик фильтра практически определяется только стабильностью его пассивных компонентов. Кроме того, ОУ как активный элемент RC-фильтров обладает весьма высокой универсальностью. О методах построения активных фильтров на основе ОУ и их практические реализации можно найти в [5, 11].

РЕЛЕ ВРЕМЕНИ

Реле времени находят широкое применение во всех областях современной науки и техники. Наибольшее распространение получили реле времени, использующие электрический принцип создания временной задержки, что объясняется их относительной простотой, дешевизной, универсальностью и высокой надёжностью.

Для получения больших выдержек времени в схемах на биполярных транзисторах приходится использовать накопительные конденсаторы большой ёмкости, у которых, однако, велик ток утечки.

Применение полевого транзистора в электронном реле времени позволяет благодаря высокому входному сопротивлению в несколько раз уменьшить ёмкость накопительных конденсаторов, тем самым существенно снизив габаритные размеры электронного реле и повысив точность выдержки без ухудшения остальных характеристик.

Принципиальная схема электронного реле времени с двумя источниками питания приведена на рис. 5, а [2]. Рассмотрим принцип действия такого реле времени. При замыкании ключа начинается процесс заряда ёмкости С1 от источника Е1 при этом полевой транзистор Т1 закрывается за счёт большого положительного потенциала, приложенного к его затвору. Так как полевой транзистор оказывается закрытым, то ток через его канал не протекает. Поэтому напряжение U_бэ биполярного транзистора Т2 равно нулю и последний оказывается также закрытым, всё напряжение источника Е2 приложено к выходным клеммам реле времени. После размыкания ключа К конденсатор C1 начинает медленно разряжаться через резистор R.

Рис. 5. Реле времени на ПТ.
а - схема с двумя источниками питания; б - выходная характеристика реле времени; в - схема с одним источником питания; г - простейшая схема реле времени.

При его разряде до напряжения, равного напряжению отсечки полевого транзистора, Т1 открывается; через канал ПТ появляется ток стока, который будет создавать падение напряжения на резисторе R1 отрицательной (отпирающей) полярности для биполярного транзистора Т2 (момент t₁ - рис. 5, б). Этот процесс будет идти до тех пор, пока транзистор не войдёт в режим насыщения, при этом напряжение на выходе реле времени практически будет равно нулю (момент t₂ - рис. 5, б).

При значениях R=100 МОм и С1=10 мкФ реле времени (рис. 5, а) обеспечивает выдержку примерно t₁=34 мин и t₂=48 мин. Для ориентировочного определения продолжительности выдержки можно воспользоваться формулой t₁≈2RC.

К недостаткам реле времени (рис. 5, а) следует отнести: наличие двух источников питания; наличие линейно падающего участка выходного напряжения (от t₁ до t₂); невысокую стабильность времени выдержки.

На рис. 5, в изображена принципиальная схема реле, у которого выдержка времени отсчитывается с момента замыкания ключа К.

При номиналах деталей, указанных на рис. 5, в, получена выдержка примерно 27 с. Сопротивлением резистора R1 и ёмкостью конденсатора С1 можно изменить продолжительность выдержки. Изменение температуры от 20 до 60° С приводит к погрешности выдержки на 4%.

Временное изменение напряжения на выходе реле показано на рис. 5, б. Хотя в данной схеме используется один источник питания, ей присущ тот же недостаток, что и предыдущей схеме: наличие линейно-изменяющегося выходного напряжения (от t₁ до t₂).

Последний недостаток устранён в реле времени, принципиальная схема которого представлена на рис. 5, г.

В момент замыкания ключа К конденсатор С начинает перезаряжаться через резистор R до момента времени, пока полевой транзистор не начнёт проводить. Как только полевой транзистор откроется, то в цепи базы биполярного транзистора Т2 появится базовый ток, который вызовет появление коллекторного тока, в результате чего на резисторе Rн образуется падение напряжения, открывающее полевой транзистор Т1. Происходит регенеративный процесс, приводящий к быстрому отпиранию обоих транзисторов.

При номиналах времязадающей цепочки R=100 мОм и С=10 мкФ получено время выдержки примерно 30 мин.

Для реализации времени выдержки, исчисляемой часами или даже сутками с хорошей воспроизводимостью, следует свести к минимуму влияние токов утечки по цепям затворов, применив, например, МОП-транзисторы и конденсаторы с большим сопротивлением утечки. Реле времени, выполненное с учётом этих рекомендаций, обеспечивало время выдержки до 30 ч с воспроизводимостью лучшей 1% [7].

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

На практике достаточно часто возникает необходимость измерения напряжения в высокоомных цепях (цепи затворов ПТ и управляющих сеток ламп), в которых использование таких широко распространённых приборов как ТТ-1, ТЛ-4 (и им подобных) невозможно ввиду их низкого входного сопротивления. Ламповые вольтметры, обладающие высоким входным сопротивлением, довольно громоздки и требуют некоторого времени на прогрев ламп.

Для измерения сопротивлений, исчисляемых мегаомами (например, сопротивление изоляции датчиков), необходим также лёгкий, надёжный и удобный прибор, что особенно важно при проведении измерений сопротивлений изоляции датчиков в корпусах самолётов, кораблей и т. д. На помощь приходят компактные и экономичные приборы, выполненные на полевых транзисторах.

Рис. 6. Принципиальная схема вольтомметра.

На рис. 6 изображена принципиальная схема вольтомметра [8], позволяющего при входном сопротивлении 10 МОм измерять постоянное напряжение до 500 В в шести поддиапазонах: 0-1, 0-2,5; 0-10; 0-25; 0-100 и 0-500 В. Здесь имеется также возможность измерять сопротивления от 100 Ом до 100 МОм, причём для этого не требуется подключать дополнительный источник питания. Усилитель вольтметра для уменьшения дрейфа нуля выполнен по дифференциальной схеме с общим стоком. В цепи истоков включён измерительный прибор. Последовательно с микроамперметром включены резисторы R15 и R16, которые служат для установки тока, отклоняющего стрелку прибора на всю шкалу. Потенциометром R13 производится установка нуля. Для защиты транзистора Т1 от переменных и импульсных напряжения служит цепочка R11C1; цепочка R17C2 с аналогичным назначением соединяет затвор полевого транзистора Т2 с положительным полюсом источника питания. Для защиты от больших постоянных напряжений ко входу каскада на транзисторе Т1, подключён кремниевый стабилитрон Д1, который ограничивает напряжение на входе до 8-9 В. Резисторы R18-R2l и потенциометр R22 представляют собой делитель, с выхода которого на вход омметра поступает постоянное напряжение питания 1 В. Резисторы делителя подбираются так, чтобы его входное сопротивление составляло 1 кОм. Переключатель поддиапазонов В1 механически связан с переключателем В2, причём последний срабатывает при переходе от измерения напряжений к измерению сопротивлений.

Описания приборов для измерения слабых токов (микроамперметры и наноамперметры), выполненных на полевых транзисторах, можно найти в [2, 9].

Рис. 7. Прибор для измерения вспышек света.

Простой, компактный и экономичный прибор для измерения энергии одиночной вспышки света (или серии вспышек света) также может быть выполнен на полевых транзисторах. Принципиальная схема такого прибора изображена на рис. 7 [10]. Рассмотрим кратко его принцип действия. Когда свет падает на фотодиод Д3 сопротивление последнего уменьшается, и конденсатор С заряжается через диод Д3 до напряжения, пропорционального общей энергии падающего света. С окончанием светового импульса фотодиод Д1 возвращается в исходное состояние, и напряжение на конденсаторе С запирает диод Д3, что предотвращает разряд конденсатора С по этой цепи. Так как полевые транзисторы Т1 и Т2, включённые по дифференциальной схеме, обладают высоким сопротивлением, то напряжение на конденсаторе С может быть измерено без внесения заметных погрешностей.

Конденсатор необходимо выбирать с малым током утечки. Выбор ёмкости конденсатора зависит от уровня интенсивности измеряемых световых импульсов и их длительности. Для получения хорошей линейности конденсатор должен заряжаться до напряжения не более 2-3 В.

Тумблер В3 подключает к схеме источник питания. Когда тумблер выключают, то источники отключают от схемы; одновременно конденсатор С разряжается через резистор R1 (сопротивлением 100 Ом), который подключается к общей шине. В результате схема возвращается в исходное состояние, после чего она готова к измерению следующего светового импульса. Стрелочный индикатор до проведения измерений устанавливается на нуль с помощью балансирующего потенциометра «Уст. нуля», который регулирует напряжение, подаваемое на транзисторы Т1 и Т2.

РАСШИРИТЕЛЬ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА

Расширители динамического диапазона (ДД) восстанавливают динамический диапазон сигнала, предварительно сжатый для осуществления передачи или консервации программ с помощью устройств, имеющих ограниченный ДД. Наилучшие результаты могут быть получены в том случае, если процесс расширения имеет взаимообратный характер по отношению к первоначальному процессу сжатия. Здесь имеется в виду прежде всего взаимообратность амплитудных характеристик. Кроме того, необходимо, чтобы были согласованы временные характеристики процессов регулировки при сжатии и расширении [6]. Практически эти требования трудно выполнимы, поэтому на практике используется равномерное расширение динамического диапазона, т. е. когда амплитудная характеристика расширителя в логарифмических координатах линейна. Кроме того, расширитель должен вносить малые нелинейные искажения, а уровень паразитных помех от регулировки и собственных шумов сведён к минимуму.

Использование полевого транзистора в схеме расширителя ДД позволяет существенно уменьшить изменение постоянной составляющей в процессе регулировки, что устраняет такие недостатки, свойственные ламповым расширителям, как щелчки, заикания и ударные возбуждения.

В схеме расширителя А. Н. Игнатьева полевой транзистор Т2 (рис. 8, а) типа КП103Л используется в качестве резистора, управляемого напряжением. Для осуществления автоматической регулировки коэффициента передачи на затвор транзистора Т2 подаётся регулирующее напряжение с фильтра R5C4 двухполупериодного выпрямителя (Д1-Д2).

Для установления рабочей точки ПТ служит делитель R6, R7. Выбором резистора R7 можно добиться такого режима работы схемы, при котором для сигналов, меньших минимального полезного, она была заперта. Тогда все помехи, лежащие ниже минимального полезного сигнала, не будут прослушиваться на выходе.

При увеличении входного сигнала растёт и регулирующее напряжение, которое включено «навстречу» постоянному смещению, снимаемому с делителя R6, R7. При этом управляющее напряжение между истоком и затвором уменьшается, что приводит к уменьшению сопротивления канала ПТ, а в итоге - к увеличению коэффициента передачи аттенюатора. Требуемый диапазон расширения устанавливается с помощью резистора R1. Для уменьшения нелинейных искажений здесь целесообразно использовать полевые транзисторы с большими напряжениями отсечки.

Регулировочная характеристика рассмотренного расширителя динамического диапазона приведена на рис. 8, б; его основные технические параметры таковы:

Минимальное входное напряжение, мВ	1
Максимальное входное напряжение, мВ	100
Минимальное выходное напряжение, мВ	2,4
Максимальное выходное напряжение, В	2,4
Время срабатывания, мс	1
Время восстановления, с	0,2
Неравномерность частотной характеристики в полосе 30 Гц-15 кГц не более, дБ	1

Таблица 4

Рис. 8. Расширитель динамического диапазона.
а - принципиальная схема; б - регулировочная характеристика.

Из регулировочной характеристики (рис. 8, б) видно, что расширитель динамического диапазона позволяет расширить диапазон входных сигналов с 40 до 60 дБ.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968.
2. Вальков А. А., Топчилов Н. А., Колосовский А. В. Кремниевые полевые транзисторы КП102. - «Радио», 1970, № 6.
3. Славский Р. Н. Активные RC- и RCL-фильтры и избирательные усилители. М, «Связь», 1966.
4. Маклюков М. И. Инженерный синтез и расчёт активных RC-фильтров. М., «Энергия», 1971.
5. Чаплик Н. Д. Фильтры инфранизких и низких частот в микроисполнении на полевых транзисторах. - «Интегральные схемы», вып. 4. Новосибирск, 1973.
6. Есаков В. Ф., Кудрин И. Г., Школь М. М. Автоматическая регулировка усиления в УНЧ. М., «Энергия», 1970.
7. Блок, Смит. Реле времени на биполярных и полевых транзисторах.- «Электроника», 1969, № 11.
8. Акментыныш А. Вольтомметр на полевых транзисторах. - «Радио», 1971, № 6.
9. Уоррен Г., Бэбкок Г. Портативный прибор для измерения концентрации озона, основанный на хемилгоминесценции этилена.- «Приборы для научных исследований», 1970, № 2, с. 123.
10. Кернс М. Схема на полевых транзисторах с запоминанием измеренного значения энергии световых импульсов. - «Электроника», 1965, № 22.
11. Хьюлсман Л. П. Теория и расчёт активных RC-цепей. М., «Связь», 1973.
12. Технический каталог. «Новые приборы. Полевые транзисторы. Гибридные интегральные схемы». М., Изд. ЦНИИ «Электроника», 1974.
13. Топчилов Н. А. Гибридные линейные микросхемы с высокоомным входом. - «Электронная промышленность», 1973, № 9.

BACK