Радиоприёмные устройства на полевых транзисторах

В радиоприёмных устройствах (РПУ) на смену ламповой технике пришли полупроводниковые приборы. Так, биполярные транзисторы позволили резко сократить габариты и массу аппаратуры, потребляемую от источника питания мощность и т. д. Но сравнение электронных ламп и биполярных транзисторов по устойчивости к воздействию помех оказывается не в пользу последних.

Применение полевых транзисторов позволяет улучшить многие параметры радиоприёмных устройств. Так, использование свойства квадратичности передаточной характеристики полевого транзистора позволяет уменьшить нелинейные и перекрёстные искажения во входных каскадах усилителей радиочастоты (УРЧ). Смесители, выполненные на ПТ, в отношении коэффициента шума, перекрёстной модуляции и помех от гармоник гетеродина, превосходят аналогичные схемы на обычных транзисторах. Цепи АРУ с использованием полевых транзисторов практически не потребляют мощности, причём несложно получить диапазон регулировки до 60 дБ.

Все эти свойства полевых транзисторов обусловили большой интерес к ним со стороны разработчиков радиоприёмных устройств.

ПАРАМЕТРЫ ПРОВОДИМОСТИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ

Полевые транзисторы, используемые в УВЧ и УПЧ радиоприёмных устройств, можно рассматривать как линейные активные четырёхполюсники, так как в любой схеме включения при малых уровнях усиливаемых напряжений нелинейность статических характеристик ПТ не проявляется. Свойства ПТ как четырёхполюсника могут быть описаны через H-, Z- или Y-параметры.

В дальнейшем будем использовать систему Y-параметров, так как в этом случае при анализе работы усилительных каскадов математические выкладки оказываются наиболее простыми.

Выбрав в качестве независимых переменных входные и выходные напряжения, получим следующие уравнения четырёхполюсника:

(1)

(2)

где - входная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом выходе;
- обратная взаимная проводимость при короткозамкнутом входе;
- прямая взаимная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом выходе;
- выходная проводимость четырёхполюсника при короткозамкнутом входе.

Выразим проводимости четырёхполюсника через элементы эквивалентной схемы ПТ (рис. 1) [1]

(3)

(4)

(5)

(6)

Цепочка r_к-С_к (рис. 1) представляет собой аппроксимацию реальной цепи с распределёнными параметрами, расположенной между каналом и затвором.

Для схемы с общим затвором	Для схемы с общим стоком
Y11з=Y11и+Y12и+Y21и+Y22и	Y11с=Y11и
Y12з= - (Y12и+Y22и)	Y12с= - (Y11и+Y12и)
Y21з= - (Y21и+Y22и)	Y21с= - (Y11и+У21и)
Y22з=Y22и	Y22с=Y11и+Y12и+Y21и+Y22и

Таблица 1

Рис. 1. Эквивалентная схема полевого транзистора.

Приведённые выражения для Y-параметров справедливы для схемы с общим истоком; для остальных схем включения полевого транзистора: с общим затвором и общим стоком - они могут быть определены из табл. 1.

РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Резонансные усилители на полевых транзисторах по схемному решению почти ничем не отличаются (кроме цепей смещения) от подобных усилителей на обычных транзисторах. В них применяются те же схемы межкаскадных связей: трансформаторная, автотрансформаторная и ёмкостная.

Однако, учитывая высокое входное сопротивление ПТ, целесообразно подключение цепи затвора непосредственно к колебательному контуру предыдущего каскада. В связи с этим при расчёте каскадов резонансных усилителей на ПТ можно воспользоваться выражениями, полученными для усилителей на биполярных транзисторах [4], приняв входную проводимость полевого транзистора g_вх = 0, а коэффициент включения цепи затвора к колебательному контуру предыдущего каскада m₂=1 (что справедливо для частот меньших 0,7f_г, где f_г = S/(2πC_з.с) )

Тогда коэффициент усиления каскада на резонансной частоте

(7)

где m₁=U₁/U₂ (рис. 2);

- активная проводимость контура на резонансной частоте;

g_вых - выходная проводимость транзистора предыдущего каскада.

С учётом выражения (7) полосу пропускания можно вычислить по формуле

(8)

где d - заданный уровень отсчёта (обычно 0,7); δэ = g₀ω_pL - эквивалентное затухание колебательного контура;

g₀ = g_K0 + m₁² g_вых

Избирательность каскада

l/y = ( l + ξ² )^0.5, (9)

где ξ - обобщённая расстройка.

Рис. 2. Принципиальная схема резонансного усилителя с автотрансформаторной связью.

Резонансный коэффициент усиления каскада при заданной полосе пропускания

(10)

где С - ёмкость колебательного контура.

На рис. 2 изображена схема резонансного усилителя с автотрансформаторной связью на полевых транзисторах. Цепочка R_фC_ф является развязывающим фильтром. При отсутствии этого фильтра переменные составляющие тока стока транзистора, протекая через источник питания Е_с, создали бы на его внутреннем сопротивлении переменное напряжение, изменяющееся с частотой сигнала, что могло бы привести к неустойчивой работе усилителя. Сопротивление резистора R_ф таково, что падение постоянного напряжения на нём не превышает 0,5-1 В. Ёмкость конденсатора С_ф выбирается таким образом, чтобы его сопротивление токам высокой частоты было в 10-20 раз меньше сопротивления резистора R_ф [4].

Резистор R₂ служит для создания автоматического смещения, получаемого за счёт протекания через R₂ постоянной составляющей тока истока.

Конденсатор С₃ блокирует резистор R₂ по высокой частоте, благодаря чему отрицательная обратная связь на частоте усиливаемых колебаний отсутствует.

Выходное сопротивление полевого транзистора составляет десятки - сотни килоом, т. е. такого же порядка, как и у биполярных транзисторов. Поэтому сток полевого транзистора Т₁ подключён к части колебательного контура, чтобы не шунтировать последний.

РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С НЕЙТРАЛИЗАЦИЕЙ

При описании резонансного каскада на ПТ не учитывалось влияние внутренней обратной связи через ёмкость С_з.с. Если нагрузкой в цепи стока является колебательный контур, то наличие этой обратной связи может привести к потере устойчивости усилителя (в пределе к самовозбуждению).

По этой причине при работе на высоких частотах применяют меры для устранения нежелательной внутренней обратной связи путём нейтрализации, рассогласования или использования каскодного включения транзисторов.

Как известно, принцип нейтрализации заключается в создании дополнительной цепи внешней обратной связи, через которую сигнал приходит в противофазе с сигналом паразитной обратной связи и компенсирует его (рис. 3).

Рис. 3. Схема усилителя резонансной частоты с нейтрализацией.

Ввиду малости активной составляющей паразитной обратной связи на практике часто в качестве внешней обратной связи используется один подстроечный конденсатор, с помощью которого и осуществляется балансировка каскада.

Следует заметить, что отношение С_з.с/С_з.и у ПТ на 1-2 порядка больше, чем отношение С_б.к/С_б.э у биполярных транзисторов. Отсюда и различие в величине обратной связи. Поэтому схема нейтрализации, успешно применяющаяся для биполярных транзисторов, оказывается малоэффективной для полевых [3]. Кроме того, межэлектродные ёмкости полевых транзисторов зависят от напряжений на электродах. Поэтому условия нейтрализации, выполненные для данной рабочей точки, будут нарушаться при изменении режима ПТ по постоянному току.

В [1] показано, что коэффициент усиления по мощности нейтрализованного резонансного каскада в режиме согласования равен:

(11)

где g_вх, g_пр, g_вых - активные составляющие проводимостей транзистора; Y₂₁ и Y₁₂ - полные проводимости транзистора.

Поскольку изложение принципов работы схем на МОП-транзисторах выходит за рамки данной статьи, укажем лишь, что резонансные усилители целесообразно выполнять на двухзатворных полевых транзисторах (МОП-тетродах) типов КП306 и КП350. При этом отпадает необходимость в нейтрализации проходной ёмкости, поскольку она у подобных транзисторов составляет 0,02-0,035 пФ. Кроме того, наличие двух управляющих электродов позволяет широко использовать МОП-тетроды в преобразователях частоты, усилителях с АРУ и т. д.

КАСКОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Другим способом уменьшения действия внутренней обратной связи через проходную ёмкость с целью повышения устойчивого коэффициента усиления, а также улучшения отношения сигнал/шум является каскодное включение полевых транзисторов.

Каскодная схема состоит из двух последовательно включённых каскадов, при этом нагрузкой первого транзистора служит входная проводимость второго. Как правило, первым является каскад с общим истоком, а вторым - с общим затвором. При таком сочетании первый каскад, нагруженный большой проводимостью второго, имеет коэффициент усиления по напряжению близким к единице, благодаря чему он обладает большим запасом устойчивости. С другой стороны, схема с общим истоком обладает значительным коэффициентом усиления по мощности, что способствует уменьшению шума двухкаскадного усилителя. Второй каскад с общим затвором, обладая большим коэффициентом устойчивого усиления, позволяет получать необходимое усиление по напряжению.

Рис. 4 Каскодные схемы.
а - последовательное каскодное включение; б - параллельное каскодное включение

На рис. 4 изображены две каскодные схемы на полевых транзисторах. Одна из них (рис. 4, а) содержит два ПТ, включённых последовательно по постоянному току, другая выполнена по схеме параллельного питания.

Усилитель (рис. 4, а) требует примерно вдвое большего напряжения источника питания, но потребляет примерно вдвое меньший ток, чем схема с параллельным питанием транзисторов (рис. 4, б). Кроме того, схема с последовательным питанием транзисторов имеет меньшее количество деталей, чем схема с параллельным питанием.

С целью повышения эффективности каскодного усилителя (при достаточно большом запасе устойчивости) между транзисторами включают согласующий контур (рис. 4, а), образованный индуктивностью L2, выходной ёмкостью транзистора T1 и входной ёмкостью Т2. Этот контур шунтируется выходной проводимостью транзистора T1 и входной проводимостью транзистора Т2, из-за чего он обладает весьма низкой добротностью. Поэтому большого коэффициента усиления по напряжению первый каскад дать не может. Однако если контур настроить на рабочие частоты, где усилительные способности транзисторов ухудшаются, то благодаря этому контуру удаётся несколько поднять усиление. Таким образом, на высоких частотах можно получить примерно такое же усиление, как и на более низких.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Основные требования, предъявляемые к преобразователю частоты, сводятся к следующему [5]:

преобразователь должен иметь возможно меньший коэффициент шума. Это требование особенно важно при отсутствии в приёмнике усилителя радиочастоты и работе преобразователя непосредственно от входной цепи;

коэффициент усиления преобразователя должен быть возможно большим и возможно меньше зависеть от частоты настройки приёмника;

преобразователь должен создавать возможно меньшее количество дополнительных частот приёма, а относительное ослабление приёма на них должно быть возможно большим;

параметры преобразователя не должны существенно изменяться при всех систематических и случайных вариациях элементов схемы.

По пунктам 1 и 3 преобразователи на полевых транзисторах несколько превосходят аналогичные схемы преобразователей, построенных с использованием биполярных транзисторов.

Рассмотрим работу преобразователя частоты на ПТ, изображённого на рис 5, а [6].

Рис. 5 Принципиальные схемы преобразователей частоты, а - с отдельным гетеродином; б - с совмещённым гетеродином.

На затвор поступают напряжение смещения E_см, напряжение сигнала Uвx и напряжение гетеродина U_г. Во избежание взаимодействия между контурами, настроенными на различные частоты, гетеродинный вход выполнен по балансной схеме.

Ток стока в такой схеме смесителя в предположении квадратичной проходной характеристики

(12)

где K = Cμ/2L₂ ≈ 10^-3, С - ёмкость между выводом затвора и выводом канала; μ - подвижность электронов в поверхностном инверсионном слое; L - длина канала; U_вх и U_г - амплитуда сигнала и гетеродина соответственно.

Анализ выражения (12) показывает, что ток стока состоит из постоянной составляющей, составляющих с частотами ω и ω_г, вторых гармоник 2ω и 2ωг, составляющей с суммарной частотой (ω+ωг) и полезной составляющей промежуточной частоты, выделяемой контуром C₅L₄. Амплитуда составляющей тока стока с промежуточной частотой

I_{с. пром} = КU_вхU_г        (13)

В отношении перекрёстной модуляции и помех от гармоник гетеродина смесители на полевых транзисторах превосходят аналогичные схемы на биполярных транзисторах. Как видно из (12), образуются лишь вторые гармоники и составляющие с частотами, соответствующими сумме и разности частот входных сигналов. Последнее имеет место только в том случае, если размах напряжений на затворе ограничен диапазоном, в котором крутизна возрастает линейно с ростом напряжения затвора, т. е. соблюдается квадратичность проходной характеристики.

Максимально допустимый размах напряжения на затворе составляет [6]:

(14)

Крутизна смесителя

S_см = КU_г.        (15)

В рассматриваемой схеме смесителя лишь половина напряжения гетеродина подаётся на затвор. Если напряжение сигнала невелико, то напряжение гетеродина охватывает весь диапазон допустимых напряжений на затворе и крутизна смесителя становится равной

(16)

Из выражения (15) видно, что крутизна смесителя прямо пропорциональна амплитуде гетеродина. Это свойство можно использовать для автоматической регулировки усиления: при уменьшении амплитуды гетеродина коэффициент передачи смесителя снижается до нуля. Если напряжение гетеродина мало, то напряжение сигнала может охватывать весь диапазон допустимых напряжений на затворе.

На рис. 5, б изображена схема преобразователя частоты с совмещённым гетеродином, который выполнен по автотрансформаторной схеме. Условие баланса фаз обеспечивается частичным подключением колебательного контура в цепи истока, а баланс амплитуд - соответствующим выбором точки подключения. Двухконтурный фильтр, включённый в цепь стока ПТ и настроенный на частоту f_np, для тока с частотой гетеродина представляет практически короткое замыкание и потому не влияет на работу гетеродина. В свою очередь колебательный контур гетеродина также представляет собой короткое замыкание для токов с частотой f_пр. Цепочка R1C1 служит для создания отрицательного смещения в цепи затвора [4].

АРУ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Полевые транзисторы могут быть использованы в большинстве регуляторов, в которых нашли применение биполярные транзисторы и полупроводниковые диоды:

- регулировка усиления путём изменения режима ПТ по постоянному току (изменение крутизны S);
- регулировка усиления путём включения ПТ, используемого в качестве переменного резистора, в цепь отрицательной обратной связи;
- регулировка усиления с помощью управляемых аттенюаторов (УА) на полевых транзисторах, включаемых в цепь межкаскадной связи.

Построение регулируемых каскадов (АРУ) по первому способу осуществляется подачей управляющего напряжения в цепь затвора, что приводит к изменению крутизны регулируемого ПТ. В этом случае реализуется одно из существенных преимуществ ПТ - высокое входное сопротивление. В отличие от схем АРУ, выполненных на биполярных транзисторах, подобные схемы на полевых транзисторах практически не потребляют мощности от источника управляющего напряжения.

Для всех типов полевых транзисторов идеализированная крутизна линейно убывает при изменении напряжения на затворе (при приближении к U_отс) и не зависит от напряжения на стоке, если рабочая точка находится в пологой области стоковых характеристик [7]. Для обеспечения работы в этой области необходимо, чтобы сопротивление нагрузки по постоянному току, включённое последовательно с источником питания в цепь стока ПТ, было невелико.

Пределы регулировки усиления путём изменения режима ПТ ограничиваются, с одной стороны, максимальным значением крутизны, а с другой стороны - температурной нестабильностью параметров транзисторов при малых токах стока и нелинейными искажениями, которые могут возникнуть в таком режиме при больших сигналах.

Для полевых транзисторов типа КП103 отношение S_макс/S_мин достигает 15-25 [8].

На рис. 6, а изображена схема простой АРУ на ПТ [4], в которой регулировка усиления происходит за счёт изменения режима транзистора. Работа такой схемы заключается в следующем. При увеличении уровня сигнала на входе приёмника увеличивается напряжение на выходе детектора Д, которое имеет положительную полярность. Через фильтр RфCф это напряжение поступает на затвор полевого транзистора Т1 и смещает его рабочую точку в область меньших токов, вследствие чего уменьшается коэффициент усиления регулируемого каскада. Параметры фильтра АРУ (RфCф) в радиовещательных приёмниках выбираются таким образом, чтобы для самой низкой частоты модуляции (Ωмин) напряжение звуковой частоты на конденсаторе Сф не превышало приблизительно одной двадцатой части напряжения на нагрузке детектора, т. е. (1/Ω_минС_ф) = 0,05Rф [4]. Следовательно, постоянная времени фильтра АРУ RфCф = 20/Ω_мин. Постоянная времени фильтра АРУ не должна быть слишком большой, так как в этом случае изменение напряжения на конденсаторе Сф не будет успевать за изменениями уровня сигнала на входе детектора. Поэтому при наличии замираний при приёме на коротких волнах работа АРУ будет приводить к ухудшению качества приёма, а не к его улучшению.

Регулировку усиления можно производить, используя полевой транзистор в качестве переменного резистора, включённого в цепь отрицательной обратной связи. На рис. 6, б изображена принципиальная схема усилительного каскада, в котором регулировка усиления производится изменением глубины отрицательной обратной связи по переменному току с помощью полевого транзистора Т3 [2].

Рис. 6. Схемы АРУ на ПТ.
а - усилительный каскад с АРУ; б - усилительный каскад с АРУ и динамической нагрузкой в цепи эмиттера; в - однозвенный аттенюатор; г - двухзвенный аттенюатор.

В этой схеме для обеспечения неизменного тока смещения в эмиттерной цепи биполярного транзистора Т1 включён полевой транзистор Т2. Этот же транзистор служит в качестве динамической нагрузки эмиттерной цепи, что обеспечивает максимальный диапазон АРУ. Данная схема реализует диапазон регулировки усиления около 60 дБ.

Свойства полевых транзисторов позволяют использовать их в четырёхполюсниках с управляемым коэффициентом передачи, включаемых в цепь межкаскадной связи. По сравнению с аналогичными схемами на биполярных транзисторах и диодах управляемые аттенюаторы на полевых транзисторах позволяют увеличить допустимую амплитуду сигнала, уменьшить мощность, потребляемую по цепи управления, и создать схемы, в которых практически отсутствует прохождение управляющего напряжения в цепь сигнала.

На рис. 6, в изображена схема делителя, использующего в регулируемом плече дифференциальное сопротивление канала ПТ. Полевые транзисторы с p-n-переходом значительно удобнее в схемах такого типа, поскольку, обладая почти симметричными стоковыми характеристиками относительно начала координат в прямом и инверсном включениях, они не требуют постоянного смещения на стоке.

Из рис. 6, в следует, что коэффициент передачи аттенюатора [8]

(17)

где g₁ - дифференциальная проводимость канала ПТ; g_вх - входная проводимость последующего усилительного каскада.

При регулировке коэффициент передачи изменяется в пределах от

до

если выполняются неравенства g_iмакс >> g_вх и g_iмакс >> 1/R

Эти неравенства обычно хорошо выполняются, если управляемый аттенюатор включён на входе каскада, выполненного на полевом транзисторе. В этом случае максимальная глубина регулировки

(18)

Благодаря тому что gвх каскада на полевом транзисторе мало, имеется возможность выбрать R на 1,5-2 порядка больше, чем в управляемых аттенюаторах, подключаемых на вход биполярных транзисторов. Это позволяет получить большую глубину регулировки.

Максимальная глубина регулировки, выраженная через паспортные значения параметров полевого транзистора [8],

(19)

Учитывая, что S_макс = 2I_с0/U_отс, зависимость (19) можно преобразовать:

(20)

Например, при R=15 кОм однозвенный аттенюатор на полевом транзисторе КП103М позволяет получить глубину регулировки примерно 40 дБ при Rн=1 МОм.

Для достижения более глубокой регулировки (до 60 дБ и выше) применяют двухзвенные и трёхзвенные аттенюаторы. На рис. 6, г показана схема двухзвенного аттенюатора на полевых транзисторах КП103М.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЁМНЫХ УСТРОЙСТВ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

В качестве первого примера использования полевых транзисторов в радиоприёмных устройствах рассмотрим ВЧ блок стереофонического ЧМ-приёмника (модель ТЕМ-1000) американской фирмы «Фишер рэйдио» [9]. Он обеспечивает динамический диапазон сигнала свыше 120 дБ при отношении сигнал/шум и значение искажений, удовлетворяющих требованиям, предъявляемым к высококачественной приёмной аппаратуре.

Приёмник позволяет принимать без искажений сигналы в диапазоне от 1,5 мкВ до 0,5 В.

Большой динамический диапазон приёмника получен благодаря применению новых полупроводниковых компонентов.

Между антенной и входом УВЧ включён pin диод. Он действует как легко регулируемый ослабитель, у которого коэффициент ослабления является функцией входного сигнала.

В двух регулируемых каскадах УВЧ использованы полевые транзисторы, чем обеспечивается линейное уменьшение усиления с ростом амплитуды принимаемого сигнала.

Принципиальная схема высокочастотной части приёмника изображена на рис. 7. В блоке ТЕМ-1000 имеется четыре резонансных контура ВЧ (вместо обычных трёх), два из которых объединены в полосовой фильтр большой добротности, чем достигается высокая избирательность УВЧ.

Напряжение АРУ воздействует на оба каскада УВЧ (Т1 и Т2), изменяя смещение на затворах транзисторов. Полевые транзисторы T1-T3 типа TR5528 можно заменить отечественными КП303 (либо КП305); - транзистор Т4 типа AF124 - транзистором ГТ313А.

Другая практическая схема инфрадинного радиоприёмника с использованием полевых транзисторов изображена на рис. 8 [10]. Этот приёмник работает в диапазоне частот 30-150 кГц и обладает достаточно качественными показателями:

Чувствительность приёмника по входу, мкВ	100
Избирательность по соседнему каналу, дБ	Более 40
Ослабление зеркальной помехи, дБ	Более 30
Изменение сигнала при изменении входного сигнала на 60 дБ, дБ	Менее 2

Рис. 7. Блок УВЧ на ПТ.

Рис. 8. Принципиальная схема инфрадинного приёмника.

Для удобства согласования входной цепи и осуществления режимной АРУ первый каскад радиоприёмника выполнен по схеме апериодического усилителя радиочастоты на полевом транзисторе КП103Е. Другой полевой транзистор (T3) используется в режиме переменного сопротивления (аттенюатора), управляемого напряжением с выхода детектора АРУ. Такая комбинированная схема АРУ с задержкой по своей эффективности равноценна схеме АРУ с дополнительным усилением.

В рассматриваемом приёмнике большая эффективность регулятора достигнута, в частности, благодаря полному включению контура к детектору АРУ, выполненному на диоде Д2. В данной схеме это возможно благодаря большому входному сопротивлению детектора, обусловленному высоким входным сопротивлением ПТ. Эти особенности выполнения схемы обеспечивают малое шунтирование контура L8, С25, а также коэффициент передачи детектора АРУ, близкий к единице.

В первом каскаде (Т1) осуществляется режимная АРУ глубиной около 25 дБ. Более широкий диапазон регулировки (35 дБ) обеспечивает второй регулируемый элемент - полевой транзистор Т3, который используется в режиме управляемого аттенюатора.

В схеме применены ПТ с малыми напряжениями отсечки, позволяющими добиться высокой крутизны регулировочной характеристики АРУ и упростить схему. Режим максимального усиления каскада на транзисторе Т1 соответствует напряжению на затворе, равному нулю, что позволяет обойтись без автоматического смещения и этим несколько повысить эффективность режимной АРУ [10].

А.Г. Милехин

Литература:

1. Полевые транзисторы. Физика, технология и применение. Пер. с англ. под ред. С. А. Майорова. М., «Советское радио», 1971.
2. Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968.
3. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
4. Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприёмные устройства. М., «Советское радио», 1972
5. Радиоприёмные устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчёт. Под ред. Р. А. Валитова и А. А. Куликовского. М., «Советское радио», 1968.
6. Лютгенау, Барнес. Конструирование схем на полевых транзисторах со структурой МОП. - «Электроника», № 31, 1964.
7. Крисилов Ю., Ваулин В. и др. Регулировка усиления каскадов на полевых транзисторах. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
8. Тыныныка А. Применение полевых транзисторов в устройствах с автоматической регулировкой усиления. В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1970.
9. Мергнер Л. Улучшение приёма ЧМ передач при использовании pin диодов и полевых транзисторов.- «Электроника», 1966, № 17.
10. Игнатов А. Н. Применение полевых транзисторов типа КП103 в аппаратуре связи. - В кн.: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1971.

BACK MAIN PAGE